
_START_ARTICLE_
共基極
_START_SECTION_
简化运算
_START_PARAGRAPH_
当电流流入发射极，会产生位能差导致晶体管可以传导，在BJT晶体管上，藉集电极传导的电流会与电压成正比，依偏置和其他的结构而有所不同。_NEWLINE__NEWLINE_因此，若没有电流流入发射极，晶体管就不会传导。
_START_SECTION_
应用
_START_PARAGRAPH_
这种布置方式在低频回路上不是很常见，低频回路通常是给需要非常低的输入阻抗的放大器用的，例如作为动圈式麦克风的前置放大器。然而，它在高频放大器上却很常见，例如在甚高频和特高频中，这是因为它的输入电容不会受密勒效应影响（密勒效应会降低共发射极配置的带宽），亦因为其在输入和输出间相对高的绝缘性而受用。这么高的绝缘性表示输出端只会有很少的反馈回到输入端，导致极高的稳定性。_NEWLINE_这种配置作为电流缓冲器也很有用，因为它有大约一致的电流增益（current gain，公式见下）。通常一个普通的基底会以这种方式使用，其前为一个共发发射极级（common-emitter stage）。这两者自共源共栅（cascode）配置的组合有着几个个别配置的优点，例如高输入阻抗和绝缘。
_START_SECTION_
有源负载
_START_PARAGRAPH_
对电压增幅器而言，如图一所示，使用电阻RC时，在这个增幅器所允许的输出电压范围会紧跟着增加的电压，也就是说，大的电压增幅需要大的电阻RC，进而暗示说，大的DC电压会随着电阻RC而降低，假定提供一个电压，它降得越多，在晶体管饱和发生而产生扭曲的输出信号前，VCB越小且允许的输出震荡也越小，为避免这种状况，可以使用有源负载，例如:电流镜，如果决定要使用电流镜，上述表格RC的值可以被有源负载的微信号输出电阻值所取代，而且通常至少与图例一的有源晶体管的rO一样大，换句话说，在有源负载的降低DC电压是一个固定低的值，(有源负载的恒流输出电压)，相较而言，比使用电阻RC所降低的DC电压少得多，也就是说，一个有源负载对输出电压震荡会有较少的限制，注意不论是否有有源负载，大的AC增幅依旧与大的AC输出电阻有关连，除非RL >> Rₒᵤₜ，否则会导致很低的电压分压。_NEWLINE_作为电流缓冲区使用，增幅并不会被RC所影响，但输出电阻会，由于输出的电流分流，在缓冲区的输出电阻比被驱动的负载RL大得多是令人满意的，所以大的信号电流可以被传送给负载，如果电阻RC被使用，如图一所示，大的输出电阻会与大的RC相关联，再次在输出限制信号的震荡(尽管电流被传送给负载，通常进入负载的大电流信号，也暗示著，在负载上的大电压震荡)，一个有源负载提供高AC电阻值，而对输出信号的震荡振福较不会有严重的影响。
_START_SECTION_
电压增幅器
_START_PARAGRAPH_
对于被用作电压增幅器的共基极电路，此电路请参考图例二。_NEWLINE_此输出电阻很大，至少RC || rO，这个值在低来源阻抗时会上升(RS << rE)，我们不希望在一个电压增幅器看到很大的输出电阻，因为他会在输出导致一个很低的分压，尽管如此，负荷很低但增加的电压仍然很相当可观:根据表格，RS = rE时的增加是Aᵥ = gₘ RL / 2，对一个很大的来源阻抗，增加的会由电阻比值RL / RS所决定，而晶体管特性，对温度的不灵敏和晶体管变化是一个重要的优势，_NEWLINE_另一个使用混合-Pi模型的计算的替代方案是，一个基于二端口网络的通用技术，例如:在一个电压为输出的应用中，一个g-等效二端口可以被选用来简化，如同在输出端使用电压增幅器。_NEWLINE_对rE邻近的值RS，其在电压增幅器和电流缓冲区是可转变的，对RS >> ，如同Thévenin source的驱动器代表，可以被Norton来源所取代，共基极电路会停止表现像个电压增幅器并表现像个电流随耦器，如下所述。
_START_SECTION_
电流随耦器
_START_PARAGRAPH_
图例三显示共基极增幅器被用作电流随耦器，电路信号由一个在输入的AC Norton来源所提供，(电流 IS,  Norton 电阻 RS)，而此电路在输出有个负载电阻RL。_NEWLINE_如先前所提到的，作为一个输出电阻rO的结果，这个增幅器是双向的，它会将输出连到输入，在这个案例中，仅管在最糟的情形下，输出电阻依旧很高，(对一个大的RS而言，至少rO || RC 而且可以成为(β + 1) rO || RC)，大的输出电阻是一个电流来源的令人满意的特性，因为合适的分压会送多数的电流给负载，只要RS >> rE，增加电流会近乎整合。_NEWLINE_另一个分析技术是基于二端口网络，如:在一个电流为输出的应用，一个h-等效二端口会被选择，因为它在输出端口使用电流增幅器。