Progetto autonomo per Elettronica e T.D.P.\nEsame di Stato, Anno Scolastico 2005/06\na) Fare Elettronica (Inware Edizioni):\ntutorial Gli alimentatori switching di R. Bernarducci (numeri 234-246)\nb) Elettronica 3 (Petrini Editore)[libro di testo adottato]:\ncap. 5 Elettronica di potenza\n2006 Marco Alessandrini\nuna donna che non ha bisogno di energia.\nI worked over one year, twenty hours a day, Sunday and all,\nto get the word “specie” perfectly recorded and reproduced\non the phonograph. When this was done I knew that everything else could be done which was a fact.\nAt first, I was almost a sorry witness of his doings, knowing\nthat just a little theory and calculation would have saved\nhim 90 per cent of the labour. But he had a veritable contempt for book learning and mathematical knowledge, trusting himself entirely to his inventor's instinct and practical\n(“All’inizio, ero quasi un testimone dispiaciuto del suo operare,\nsapendo che appena un po’ di teoria e di calcolo avrebbero potuto\nrisparmiargli il 90% del suo lavoro. Ma aveva un reale disprezzo\nper l’apprendimento dai libri e la conoscenza matematica, affidandosi interamente al suo istinto d’inventore e al senso pratico Americano.”)\nSwitching a pompa di carica\nPerdite negli elementi\nI convertitori DC-DC fondamentali\nTipologie forward single-ended e forward push-pull\nCircuiti di controllo e regolazione\nTipologia di controllo PSM (o PFM)\nTipologia di controllo PWM\nConfronto tra VM e CM\nComponenti particolari per alimentatori switching\nTrasformatori: nuclei, ferriti. Materiali ferromagnetici\nMC 34063 (PFM)\nTL 5001 (PWM VM)\nSG 3525 (PWM VM)\nUCC 380X (PWM CM)\nLo studio di un argomento così vasto e ampliabile come gli alimentatori\nswitching mette soggezione solo a pensarlo. La stesura di una tesi, sia essa solo\nper l’Esame di Maturità, non è compito dei più facili e risulta ancora più problematico volendo essere esaurienti e comprensibili allo stesso tempo.\nConsapevole dei miei limiti, entrerò appena nell’argomento per analizzare\nle tematiche più comuni, gli aspetti che più possono interessare il Perito Elettronico e quelli di maggiore importanza pratica. Tralascerò qualcosa, per forza\ndi cose. Un po’ per brevità, ma anche per non appesantire inutilmente questo\nPer rimanere vicino al mondo reale, tenterò anche la realizzazione di un\nsemplice alimentatore, del quale fornirò tutti i dettagli per capire la fase di studio del progetto.\nIl mio obiettivo è, ripeto, la chiarezza e l’esaustività. Se non dovessi esserci riuscito, me ne scuso in anticipo con il Lettore. E, poiché la strada è lunga, è bene cominciare subito, per non perdere troppo tempo.\nANNOTAZIONI IMPORTANTI SUGLI SCHEMI ELETTRICI\n1) Nelle induttanze e nei trasformatori, il pallino (•) indica l’inizio dell’avvolgimento.\nQuesto vale in senso assoluto per tutte i componenti magnetici delle prossime pagine. Gli avvolgimenti, salvo i casi in cui l’indicazione è diversa, devono essere tutti concordi tra loro, e\ncioè tutti con lo stesso verso di realizzazione (orario o antiorario).\n2) I MOSFET impiegati sono tutti ad arricchimento, cioè dovrebbero avere le seguenti\nIn realtà, mancando tali simboli nelle librerie del software CAD-CAE in dotazione, ho\ndovuto utilizzare quelli dei MOS a svuotamento, nonostante la loro natura sia quella opposta.\nL’elettricità esiste, oramai, da due secoli. Nell’Ottocento era materia per\nesperti: nascevano correnti di pensiero (continua contro alternata, per citarne\nuna) e si sperimentavano nuove soluzioni, o meglio si cercavano le soluzioni. Il\nmondo elettrico s’aveva ancora da fare.\nCon una coerenza che altri sperano e difficilmente si può avere, la prima\ninvenzione, lo spunto che fece nascere la materia, fu la pila di Volta. Un generatore di tensione, che all’epoca doveva essere oggetto tanto strano da essere\nquasi visto come artificio del demonio. Però, se è vero che l’elettricità è movimento di tensione attraverso apparecchi, non c’è niente di migliore che trovare\nsubito il modo di produrla, questa elettricità.\nPoi sono arrivati tutti gli altri. Edison che, ringalluzzito dalla lampadina a\nincandescenza, voleva illuminare una città con la corrente continua. Tesla che\ngli rubò l’idea ma usò la corrente alternata ed ottenne onori e gloria (e anche\nl’oblio attuale). La pila di Volta, col suo carico di acido, era pericolosa e poco\nefficiente, e venne presto abbandonata, ma sulla sua base nacquero tutte le pile\na secco e le batterie, gli accumulatori.\nQui sorge il problema. Per i grossi utilizzatori, la rete elettrica pubblica\npuò essere sufficiente. Per la piccola elettronica di consumo, esistono talmente\ntanti standard di pile da soddisfare ogni esigenza. Rimane lo scoglio dei medi\nconsumatori di energia, per i quali servirebbero tantissime batterie (con comunque una limitata autonomia) oppure una riduzione della tensione di rete. Con\nspirito creativo, l’elettronica si è messa al servizio del mondo elettrico, per\nmezzo di tutti i suoi meccanismi a semiconduttore. I regolatori di tensione integrati, per semplici e robusti alimentatori lineari. I dispositivi più basilari e “antichi”, come i tradizionali transistor, per nuove tipologie di alimentatori a più\nalta efficienza di uno lineare, e soprattutto con maggiore versatilità.\nPer alimentare un PC, non userete milioni di euro in pile, e neanche collegherete direttamente la preziosissima microelettronica interna direttamente alla\npresa della tensione ENEL. Smontate il case, e noterete un cubo “magico”, che\nal prezzo di 200 o 300 watt distribuisce 5 o 6 diverse piccole tensioni alle varie\ncomponenti interne. Quel cubo vi permette di aggiungere altre periferiche senza\ndover cambiare alimentatore o altro. Quel cubo è un alimentatore switching, è\nla nuova soluzione elettronica al problema della fornitura media di energia elettrica.\nProviamo a vedere se è davvero conveniente. Proviamo a capire dove risiede il trucco e perché è così vantaggioso utilizzarlo. Proviamo a capire. Il resto vien da sé.\nUn alimentatore switching, o a commutazione, basa il proprio funzionamento sull’immagazzinamento di energia dalla tensione d’ingresso, perché poi\ntale energia possa essere rilasciata all’uscita con tensione differente.\nPoiché non devono esserci perdite internamente, il serbatoio di tale energia\ndeve essere non dissipativo. I componenti utilizzati sono, quindi, condensatori e\ninduttanze. Su di essi (uno dei due componenti, o entrambi, a seconda della tipologia scelta) avviene un procedimento ciclico di carica e scarica che si ripete\nmolte volte al secondo.\nAnalizzeremo singolarmente i principî di funzionamento degli alimentatori\ncon condensatori, detti a pompa di carica (charge pump), e di quelli con induttanze e trasformatori, cioè i magnetici. Subito dopo, proveremo a capire le perdite di energia provocate dai componenti dell’alimentatore e daremo un rapido\nsguardo ai due modi fondamentali di utilizzo degli switching, a seconda\ndell’energia accumulata dal serbatoio.\nUtilizzano, come serbatoio, un condensatore da caricare e scaricare opportunamente. Lo schema di principio aiuta nella comprensione del funzionamento.\nSi comincia con gli interruttori sulla Fase 1. In tal caso, V C1 = Vin. Dopo\nla commutazione simultanea dei due interruttori comincia la Fase 2: C1 si scarica su C2 con polarità invertita. Questo non avviene in maniera completa, ma\ndipende dalle differenze tra le capacità dei condensatori e tra V C1 e V C2 . La frequenza di commutazione degli interruttori è di pochi kHz.\nLa caratteristica più evidente è la polarità invertita tra la tensione\nd’ingresso e quella d’uscita. Questo ne suggerisce l’impiego per generare una\ntensione negativa disponendo solo di una positiva (per es. in un op-amp alimentato dualmente). Ancora, essi sono utilizzati in circuiti sensibili di bassa poten-\nza. Generalmente si tende ad evitare che i carichi applicati costringano\nl’erogazione di correnti superiori a diverse decine di mA, a causa del fatto che\nVout non è stabilizzata e varia aumentando il carico (e la resistenza di uscita\ndell’alimentatore è di alcune decine di Ω).\nUn dettaglio che li sfavorisce nei confronti degli alimentatori lineari, ma\nche al contrario ne aumenta i pregi verso gli switching magnetici (che vedremo\na brevissimo), è la rumorosità: più alta dei lineari, ma molto più contenuta dei\nIl serbatoio è, stavolta, un componente magnetico, quale un’induttanza o\nun trasformatore. Evitiamo, in questo caso, lo schema di principio, perché le tipologie disponibili sono talmente variegate che è impossibile rimandarle tutte\nad un unico esempio.\nCominciamo col ricordare la legge fondamentale dei parametri\n∆I L = L ⋅ ∆t\nL’energia immagazzinabile dalla bobina è:\nE L = L·I L 2\nDando una rapida occhiata alle tipologie magnetiche (ad ognuna delle quali è dedicato un proprio capitolo), cerchiamo di capire cosa è possibile ottenere\nda ciascuna di esse:\n5. forward single-ended\n6. forward push-pull\n|Vout| ≥ Vin\nVout ≥ Vin\n(buck con controllo a trasformatore)\n(boost a trasformatore)\nTipicamente, i primi tre tipi sono denominati convertitori DC-DC e costituiscono la base per ogni altro alimentatore. La caratteristica principale di un\nconvertitore DC-DC è l’isolamento galvanico presente tra ingresso e uscita (per\nil quale rimando al capitolo II). Un alimentatore switching, tecnicamente, è\nl’unione di uno di questi convertitori con un sistema di controllo, il quale pilota\nil circuito del DC-DC effettuando confronti con le grandezze elettriche (tipicamente Vout e una tensione di riferimento) presenti.\nNelle prossime pagine, per semplicità, non userò il termine “convertitore\nDC-DC” ma solo la dicitura “alimentatore” o “switching”, poiché la distinzione\ntra i due tipi è sottile e non di fondamentale importanza in questa sede.\nSoprattutto negli switching magnetici (che sono quelli qua analizzati) si\nverificano alcune problematiche non trascurabili.\n1) La variazione del carico, tra il suo valore minimo e il massimo, implica\nuna modifica di Vout fino al 4%. Questa è assolutamente inaccettabile, soprattutto quando paragonata alle variazioni (centesimi di percentuali) degli alimentatori lineari.\n2) Ogni cambiamento del valore di Vin si riflette in uno spostamento del\nvalore di Vout.\n3) La rimozione del carico porta Vout a livelli elevatissimi (con conseguenze devastanti sui componenti).\nLa soluzione a questo problema è l’utilizzo di un adeguato sistema di controllo a retroazione. La tipologia va scelta a seconda dell’intervento che si preferisce per stabilizzare Vout:\n• PSM (o PFM): Pulse Skip Modulation (“Salto dell’Impulso”), altrimenti\ndetta Pulse Frequency Modulation (“Frequenza dell’Impulso”);\n• PWM Voltage Mode: Pulse Width Modulation (“Larghezza\ndell’Impulso”) con pilotaggio in tensione;\n• PWM Current Mode: PWM con pilotaggio in corrente.\nSotto il nome di perdite sono raccolte tutte le dissipazioni di potenza non\nutili, dovute alla non idealità dei componenti elettronici che costituiscono il circuito.\nNel caso dei condensatori, le perdite dipendono dal loro circuito equivalente, approssimato come in figura centrale o, più semplicemente, come il modello a destra, considerato che Rp ha resistenza dai MΩ ai GΩ e Ls è\nnell’ordine dei nH.\nRs = ESR\nLs: induttanza serie\nRs: resistenza serie\nRp: resistenza parallelo\nIl valore della Equivalent Series Resistance (ESR) di un condensatore è\nfondamentale nella scelta di questo elemento, ed anche piuttosto critico a causa\ndelle variazioni che subisce a causa di temperatura (raddoppia nel salto da T =\n25°C a T MAX del condensatore, che può essere 85°C o 105°C) e frequenza (passando da frequenze sui 100 Hz ad altre sui 100 kHz, si riduce di un fattore 1,5)\nL’ESR influenza negativamente alcuni parametri:\n• aumenta il ripple;\n• dissipa potenza sul condensatore;\n• aumenta la temperatura interna del condensatore (a causa della P diss) e ne\nriduce la vita.\nLe implicazioni che possiede l’ESR sono legate alla Legge di Ohm, come\nse stessimo parlando di una comune resistenza.\nNei dispositivi come i MOSFET bisogna fare un distinguo tra le perdite\ndovute al funzionamento in commutazione e le perdite statiche.\nLe perdite in AC dei MOS pretendono la valutazione dell’assorbimento sul\ngate nel corso delle commutazioni, poiché ce ne sono decine o centinaia di migliaia al secondo. Le perdite dipendono dai tre condensatori, che nei datasheet\nsono indicati in altra maniera (con relazione, però, a quelli in figura):\nC ISS = Cgs + Cgd\nC RSS = Cgd\nC OSS = Cds + Cgd\nConoscendo la formula dell’energia dissipata da un condensatore:\nE condensa tore = CV C 2 [J]\nla potenza si ottiene dividendo l’energia per il tempo di applicazione, o\nmoltiplicandola per la frequenza relativa. Nel caso di uno switching, occorre\nraddoppiare la frequenza di commutazione, poiché in uno stesso ciclo un MOS\nne compie il doppio:\nP condensatore = fcomm CV C 2 [W]\nIdealmente si considera il tempo di commutazione nullo, cioè avviene istantaneamente il passaggio dallo stato di interdizione alla saturazione. In questo caso, nessuna perdita interviene. Purtroppo nel mondo reale esiste un piccolo ritardo che provoca perdite di potenza.\nSi noti come la potenza dissipata nel caso reale, all’interno del tempo di\ncommutazione, sia maggiore di zero.\nRidurre al minimo possibile il tempo di commutazione è l’unica soluzione\nper ridurre le perdite nel MOSFET. Per far ciò, occorre caricare e scaricare Cgs\ne Cgd alla massima velocità, tenendo presente quanto segue:\n• alte correnti di picco caricano velocemente i condensatori;\n• maggiore è la corrente nominale del MOS, più tempo serve per la commutazione perché i condensatori interni sono di dimensioni maggiori.\nLe perdite in DC dipendono dalla resistenza differenziale interna del MOS\nin saturazione, denominata r dson e di valore prossimo a 1 Ω. Applicando la legge\nPr ds = r dson · I media 2 · δ\ndove I media è la corrente media che scorre nel MOS quando è attivo, e δ è il\nGiunti a questo punto, è utile proporre una tabella comparativa tra i MOS a\ncanale N e quelli a canale P per evidenziarne alcune differenze, poiché alcune\ntipologie di switching prevedono i PMOS e altre gli NMOS.\nVerso delQuando è\nMOS Quando è ON? la correnspento blocca 1:\nCosto in uguali\nV G > V S + 10 V\nV G < V S – 10 V\nI diodi dissipano potenza quando sono attivi e lasciano passare corrente:\nP dissON = V D · I Don\nQuando il diodo è interdetto, non scorrendo corrente il prodotto tra essa e\nla V D è forzatamente nullo:\nP dissOFF = V D · I Doff = 0\nPer questi motivi, si può riassumere la perdita di un diodo che varia periodicamente il proprio stato (da ON a OFF e viceversa) in funzione di δ:\nP dissdiodo = V D · I media · δ diodo\nδ diodo , negli alimentatori switching, corrisponde a 1 – δ switching, poiché,\nmentre i componenti che subiscono variazioni col duty-cycle (come, ad esempio, il MOSFET) sono attivi, il diodo è spento. Al contrario, vi circola corrente\nnelle fasi di spegnimento degli altri elementi.\nPerché un diodo conduca, è necessario che si trovi in condizione V D > V γ .\nÈ, perciò, utile confrontare le tensioni di un diodo standard con quelle dei veloci diodi Schottky.\nV γ ( 2)\nI D = 3,1 A\nLa presenza del diodo interno causa il mancato blocco di tensioni di polarità opposta a quella indicata.\nÈ facile intuire che, con minore caduta in fase di conduzione, si riduce la\npotenza dissipata dal diodo, e quindi il vantaggio degli Schottky è decisivo. Altri aspetti, però, vanno a discapito di questa tecnologia.\npoche decine di volt\ncentinaia di volt\nmassima tensione di soglia\nV γma x (⇐V Rmax)\nBisogna ammettere che anche i diodi standard hanno i loro vantaggi. Nonostante questo, finora per “diodo standard” abbiamo inteso quelli rettificatori\n(es. 1N4007), in grado di lavorare alle frequenze di rete, cioè tra i 50 e i 100\nHz. Questa frequenza di lavoro è totalmente inadeguata alle migliaia di commutazioni al secondo previste in uno switching, quindi gli Schottky sono una delle\nNel panorama dei diodi al silicio esistono però anche i diodi al silicio veloci (es. 1N4148), che presentano un basso valore di t rr ( 3). La scelta può essere\na favore di questi modelli solo nel caso in cui il loro valore di t rr sia di molto\ninferiore al tempo di commutazione previsto:\nt rr << t comm\nLe induttanze sono sottoposte, come i diodi, a due tipi di perdita.\nTrattandosi di un filo conduttore avvolto su del materiale ferromagnetico,\ntale filo presenta una certa resistenza (R L ) la quale, nonostante sia bassa a causa\ndell’elevata sezione del filo, causa, per effetto Joule:\nP dissL = R L · I Lmedia 2\nPerdite avvengono anche a causa del ciclo di isteresi cui sono sottoposte:\nin ogni ciclo di corrente viene percorso un ciclo di isteresi sul grafico B-H. Tale\nciclo occupa una piccola area 4, la quale è proporzionale alle perdite secondo la\nP diss(isteresi) = fcomm · A(B-H)\nTali perdite dipendono principalmente dal tipo di ferrite, dalla dimensione\ndel nucleo che si sta utilizzando e dalla temperatura di lavoro cui è sottoposto.\nNel nucleo del trasformatore eventualmente presente possono circolare\ndelle correnti indotte, a causa del campo magnetico che lo interessa. Il nucleo,\nIn fase di progetto, i valori qui considerati vanno aumentati almeno del 50%, per considerare il caso\nIl Reverse Recovery Time (“Tempo di recupero inverso”) è il tempo impiegato dal diodo perché esso,\ntrovandosi in stato ON ed essendo correttamente pilotato, commuti allo stato OFF.\nData la difficoltà nel calcolare l’area, i costruttori di ferriti approntano apposite tabelle dalle quali ricavare i dati utili.\ninfatti, possiede (come ogni materiale) una propria resistività (ρ). Se, però, il\nnucleo è di ferrite, è vera la seguente caratteristica:\nρ ferrite =\nper cui le perdite per correnti indotte sono praticamente inesistenti.\nFacendo riferimento alla corrente che scorre nell’induttanza, si definisce\ncome funzionamento in modalità continua quel caso in cui tale corrente, pur variando tra un valore minimo e uno massimo, non raggiunge mai il valore nullo.\nSi parla di discontinuità quando, invece, I L può raggiungere il livello 0 nelle fasi di carica e scarica.\nLa minima corrente per la quale il funzionamento è continuo è:\n∆I L Vout ⋅ (Vin − Vout)\nIout min =\n2 ⋅ f ⋅ L ⋅ Vin\nComparando le due alternative, cerchiamo di capire pregi e difetti di ciascuna delle due e quella preferibile.\nsistema di controllo di Vout\ncarico rigorosamente costante\n(a parità di corrente di picco)\nAnalizzando i dati a disposizione, si capisce che non esiste una risposta\nprecisa al problema di quale modalità sia la migliore. Teoricamente, fornendo\nuna corrente media maggiore, è preferibile lavorare in funzionamento continuo.\nIn realtà, esso viene utilizzato praticamente sempre negli switching buck, mentre lo si evita forzatamente negli altri due modelli standard a causa dei problemi\nnel controllo (eliminabili con filtri RC, i quali ridurrebbero, però, di un livello\ncosì grande la prontezza della risposta dell’alimentatore da rendere inaccettabile il suo funzionamento).\nLa tensione di rete, in Italia, è monofase di valore 230 V (efficaci), con\nuna tolleranza del ± 10%, a 50 Hz di frequenza.\nQualunque utilizzatore posto elettricamente tra la fase (L, cioè Live) e il\nneutro (N, che sta per Neutral) è sottoposto alla tensione di rete. Questo vale\nper il corpo umano, qualora si tocchi anche solo la fase: il collegamento avviene verso la terra (la quale, in centrale elettrica, è connessa al neutro) e la corrente che scorre all’interno del corpo è pericolosamente elevata. Per questo motivo, è obbligatorio per legge l’interruttore differenziale, o “salvavita”, negli\nL’utilizzo della tensione di rete non è previsto, direttamente, per le apparecchiature elettroniche. Esse richiedono tensioni e potenze sicuramente minori\ndi quelle ottenibili dalla presa ENEL e soffrirebbero come una persona (sottoposta a questa grande tensione): per questo, si utilizza la 230 V solo quando\nopportunamente trasformata, ridotta e convertita. Strumenti adeguati possono\n– trasformatore di rete (con frequenza di lavoro 50 Hz);\n– alimentatore switching collegato direttamente alla rete (definito come\nLa massa del circuito, per evitare lo shock elettrico a chiunque dovesse\ntoccarla, deve essere completamente separata dalla rete elettrica; il trasformatore è un buon mezzo per compiere questa operazione, ma possono essere utilizzati anche opportuni componenti optoelettronici 5. Senza addentrarmi nei dettagli degli alimentatori da rete, posso concludere evidenziando il dettaglio che\nemerge di più da quanto detto, il quale va tenuto sempre ben presente in fase di\nprogettazione di uno switching off-line:\nUn alimentatore da rete, oltre alla trasformazione e al condizionamento della tensione, deve fornire sempre anche l’ISOLAMENTO\nNon è raro l’impiego di fotoaccoppiatori, i quali possono sopportare tensioni di migliaia di volt tra i\npropri ingressi e uscite.\nCome accennato in precedenza, con uno switching boost è possibile disporre di una tensione maggiore di quella fornita all’ingresso.\nCominciamo l’analisi dallo schema di principio.\nSupponiamo i componenti come ideali, quindi:\n• RL = 0\n• C senza la Resistenza Serie Equivalente (ESR)\n• interruttori senza rimbalzi e attenuazioni\nNello schema di principio abbiamo quella che denominiamo Fase 0 di partenza. Gli interruttori commutano e comincia la Fase 1: la tensione è applicata\nall’induttore e I L cresce (seguendo una rampa di equazione ∆I Lon =\n· t on).\nDopo il tempo t1 una successiva commutazione dei due interruttori li riporta alla posizione iniziale, dando inizio alla Fase 2. Ora I L , che coincide con Iin, deVout - Vin\ncresce (la rampa stavolta è ∆I Loff =\n· t off) e avviene un’inversione di\npolarità ai capi di L. La tensione V L , costante, è concorde con I L . La tensione\nche si ricava in uscita è:\nVout = Vin + V L\ne quindi Vout > Vin, e dipendente dal duty-cycle.\nSiccome le correnti su L sono uguali sia in carica che in scarica, si ricava\nVout eguagliando le due formule:\nVout = Vin 1 + on  = Vin ⋅\n t off \nIl ripple della tensione d’uscita è la formula della scarica del condensatore,\nIout ⋅ (Vout - Vin )\n· t on =\nf ⋅ C ⋅ Vout\nOsserviamo dunque, in questo caso ideale, l’andamento della corrente\nsull’induttanza nelle varie fasi.\nÈ importante sottolineare il compito di C, che livella la forma di Vout, altrimenti impulsiva.\nIl ciclo di commutazione degli interruttori avviene alcune migliaia di volte\nal secondo. A questo punto si può definire un’importantissima relazione, che\nvarrà anche in futuro e vale sempre in genere:\n|V Lon | · t on = |V Loff | · t off\n(Nel grafico di I L , prima riportato, abbiamo t on = t1.)\nPassiamo ora all’analisi di un alimentatore boost nella sua configurazione\nreale. Per capire l’interazione dei componenti tra loro, calcoleremo tutti i parametri per progettare un alimentatore con le seguenti specifiche:\n– alimentatore boost, senza controllo di Vout né tolleranze dei componenti;\n– Vout = 2Vin =\n– Iout MAX\nL1 = 220 mH\nD1 = 1N5818 (Schottky)\nQ1 = MOSFET\nC1 = 100 µF, 16 V\nC2 = 10 µF, 35 V\n(minimo 800 R)\nI calcoli si effettuano sulla base di una stima iniziale del rendimento η. Per\nquesto, la modalità operativa viene definita come bilancio di potenza iterativo,\nda effettuarsi in diversi passaggi.\n1) Massima potenza d’uscita\nPout MAX = Vout · Iout MAX = 24 V · 0,12 A = 2,88 W\n2) Stima del rendimento. Massima potenza in ingresso\nη va stimato perché non è noto. Se, alla fine di tutti i conti, risulta scorretto, occorre rifare i conti con un nuovo valore. Per gli alimentatori switching è\nidoneo 70% < η < 90%.\nScelgo η = 80%.\nPin MAX > Pout MAX (“l’energia non si crea e non si distrugge, ma si trasforma”, in questo caso viene persa come dissipazione di calore)\n⋅ 100 ⇒ Pin MAX = 3,6 W (> Pout MAX)\n3) Massima corrente d’uscita\nPin MAX 3,6\nQuesta coincide con I media , perché Iin ≡ I L .\nSupponendo il MOS come perfetto:\nV Lon = 12 V\nSupponendo il diodo come perfetto:\nV Loff = (24 – 12) V = 12 V\n12 · t on = 12 · t off\n⇒ i due tempi sono uguali: δ = 50%\n5) Frequenza di commutazione. Induttanza\nfcomm può essere scelta a piacere nel range compreso tra 15 kHz e 200 kHz:\n• sotto i 15 kHz si può avvertire un fischio (si entra nel campo\ndell’udibile) e l’induttanza deve essere di grandi dimensioni;\n• sopra i 200 kHz sussistono problemi di perdite magnetiche.\nAttorno al valore di I media ci sono infiniti grafici della variazione di I L ;\nquelli con alta variazione (ripple) generano instabilità, quindi si sceglie un ripple piccolo. La nostra scelta è per un ripple di valore pari circa alla metà della\ncorrente media, quindi 0,15 A picco-picco.\nA massimo carico:\nI media + I ripple 0,3 + 0,15\nI Lma x =\n= 0,375 A\nI media − I ripple 0,3 − 0,15\n= 0,225 A\nIout MAX ⋅ I ripple % 0,12 ⋅ 50%\nConsiderando la Fase 1:\n= L · 0,0125\nL’induttanza va scelta con un compromesso. Per far ciò, ho considerato i\nparametri di alcune induttanze commerciali per valutare quale fosse quella migliore al nostro scopo.\n100 ⋅ t on\nt on = L ·\n6) Perdite per dissipazione nei componenti interni\nSappiamo che I media = 0,3 A.\nNel MOS: P dissMOS = r dson · I media 2 · δ = 3,6 W\ncon r dson = 0,8 Ω.\nNel diodo: P dissdiodo = V D · I media · δ diodo\ncon δ diodo = 1 – δ (perché il diodo è attivo quando il MOS è spento).\nCon un diodo Schottky, V D = 0,32 V e P dissdiodo = 72 mW\nCon un diodo standard, V D = 0,88 V e P dissdiodo = 198 mW\nIn totale: P diss = 0,16 W\n7) Rendimento. Verifiche di qualità\nPin = Pout + P dissipata\n⋅ 100 = 94,7%\n2,88 + 0,16\nPoiché η finale > η stima , si può evitare di ricalcolare (dal punto 2)) perché\nl’alimentatore funzionerà bene per il valore stimato in 80%, anche se non sarà\nottimizzato al meglio possibile e avrò componenti sottodimensionati.\nNel caso in cui fosse η finale < η stima , è OBBLIGATORIO ripetere i calcoli.\n8) Condensatore di uscita\nC2 non ha un flusso continuo, ma solo in fase 2 viene caricato.\nIl valore di C2 dipende dal carico e dal ripple di Vout che consideriamo\nIn fase 1 e fase 2 c’è lo stesso ripple su C2, quindi possiamo effettuare il\ncalcolo in una sola condizione delle due.\nNel corso della fase 1, C2 si scarica sul carico.\nt fase1 = 2,75 µs\n∆V = 100 mV è un valore ottimale (il massimo tollerabile)\nRicordando le leggi del condensatore:\n2,75 ⋅ 10 -6 s\nC2 = I ⋅\n= 0,12 A ⋅\n= 3,3 µF\nFocalizziamo ora l’attenzione sul circuito di pilotaggio dell’alimentatore,\no meglio del MOS che ne permette il funzionamento.\nC2 = 22 µF, 25 V\nTR1 = 100 kΩ\nAgendo su TR1 si regola la fcomm, che può essere compresa tra 10 kHz e\n200 kHz. Il duty-cycle, essendo questo un circuito multivibratore astabile, è fissato al 50%.\nL’uscita che comanda il MOS (P1) è fornita da uno stadio push-pull inseguitore di emettitore, a BJT complementari, che serve per aumentare la corrente\nfornita dall’intero circuito di pilotaggio.\nIl circuito finale che ricaviamo è il seguente.\nIl minimo carico applicabile all’uscita dell’alimentatore, del quale abbiamo già indicato il valore ma non il metodo di valutazione, vale:\nR caricomin =\n= 800 Ω, 2÷3 W\nIout min 0,03\nLa tipologia buck degli alimentatori switching è quella più simile ai tradizionali alimentatori lineari. Con essi, infatti, è possibile ottenere una tensione\ndi uscita minore di quella applicata in ingresso.\nLo schema di principio è il seguente.\nAppare subito evidente l’analogia con la tipologia boost, del quale vengono conservati gli elementi di comando (interruttori 1 e 2) e l’induttanza (L),\nsoltanto invertiti di posizione tra loro.\nI due interruttori, pilotati correttamente, forniscono onda quadra al filtro\nd’uscita LC. Quando l’interruttore 1 è disattivato, la corrente circola liberamente attraverso l’uscita e l’altro interruttore.\nAnalizziamo la fase attiva (on). A regime Vout è continua, quindi Vout e\nsono costanti. Su L è applicata una tensione costante pari a (Vin –\nVout). Quindi I L cresce seguendo una rampa e la relazione:\nNella sola fase on: ∆I Lon =\n⋅ t on\nDurante la fase off l’interruttore 1 viene aperto; L fa circolare I L e V L\ncambia leggermente, diventando pari a:\nV L = – V diodo – Vout ≈ – Vout\nI L decresce a rampa, analogamente a prima: ∆I Loff =\n⋅ t off\nSiccome ∆I Lon = ∆I Loff, lavorando algebricamente:\nVout = Vin ⋅ on = Vin · δ\nAnalogamente a un trasformatore con rapporto di trasformazione\nVout Iin media\nIl ripple della tensione di uscita, nell’ordine dei millivolt e da considerare\nnei calcoli, è calcolato con integrali e vale:\n1 1 ∆I T ∆I ⋅ T\n∆Vout = ⋅ ⋅ L ⋅ = L\nche, uguagliando ad altra formula che tralascio in questa sede, è uguale a:\nVout ⋅ (Vin − Vout)\n8 ⋅ f 2 ⋅ LC ⋅ Vin\nEcco, dunque, lo schema completo di interruttori a semiconduttore.\nGuardando ai componenti utilizzati come interruttori, non è possibile invertire le posizioni di diodo e MOS, altrimenti non si caricherebbero i componenti o non ci sarebbero modifiche alla tensione Vin, che si riproporrebbe uguale in uscita.\nAl contrario del boost, il MOS utilizzato è a canale P. Sul source è applicata la Vin. Nelle due fasi:\nON V G < V S – 10 V\nOFF Vin bloccata tra source e drain\nSe si usasse un NMOS occorrerebbe un particolare circuito a pompa di carica per pilotare il gate con una tensione superiore a quella presente nel circuito, con una inutile complicazione.\nPassiamo ora all’analisi di un alimentatore buck reale. Progetteremo un alimentatore con le seguenti specifiche:\n– alimentatore buck, con controllo di Vout in modalità PFM;\n– variazione dei parametri di progetto;\n– Vin nomina le =\n– Vin min\n– Vin MAX\nI calcoli si effettuano, come nella tipologia boost, ipotizzando inizialmente\nil rendimento η ed effettuando il bilancio di potenza iterativo.\nPout MAX = Vout · Iout MAX = 5 V · 4 A = 20 W\n⋅100 ⇒ Pin MAX = 25 W (> Pout MAX)\nNel caso peggiore (trattandosi di un dispositivo a potenza costante):\n= 2,315 A\nVin min 10,8\nQuesta NON coincide con I L , e può servire per dimensionare un fusibile.\n4) Ripple di I L\nI mediaL = I carico\nIl ripple va scelto tra il\n20% e il 50%. Con piccoli valori di ripple servono condensatori di uscita piccoli, si ha\nIout min più piccola, ma servono\ninduttanze più grandi.\nSe scelgo I ripple% = 20%:\nI ripple = 4 · 20% = 0,8 A\n(sotto questo valore sparisce la regolazione, ma il controllo ovvia al problema)\nVds < V Dss (tra D e S, massima)\nIds < I D (di drain, massima)\nQuando si accende, Vout = 0 ⇒ sul MOS c’è tutta la Vin.\n⇒ |Vds min | = Vin MAX = 14 V\n(valore assoluto: nei PMOS, V Dss e I D sono negative)\nI valori in datasheet sono a 25°C, ma con le perdite per commutazione la\ntemperatura sale e, quindi, scende I D .\n⇒ va scelto un MOS che, a 25°C, presenta:\nI D(MAX)25 °C = (2÷4) · I MAXvoluta\n(da 2 a 4 volte tanto)\nI L(MAX) = I media +\n⇒ serve un MOS che, a 25°C, abbia I D(MAX) = 8,8 ÷ 17,6 A, con valutazione successiva delle perdite (ed eventuale ricalcolo del MOS se sono troppo elevate).\nV Lon = Vin – Vr ds – Vout = 12 – 0,3 Ω(7) · 4 A – 5 = 5,8 V\nV Loff = Vout + V D = 5 + 0,5(8) = 5,5 V\n5,8 · t on = 5,5 · t off\n⇒ i due tempi sono quasi uguali: δ = 48,7%\nNon tiene conto delle variazioni di Vin, ma torna utile per switching senza\ncontrollo e per regolatori PWM.\n7) Frequenza di commutazione. Induttanza\nRicordando che ∆I L = L ·∆t, applichiamo tale relazione alla fase OFF:\n= L · 0,14545\nt off = L ·\nle induttanze di cui a lato,\nscelgo L = 220 µH che possa [µH] [µs] fcomm = t\nsopportare I picco = 4,4 A.\n8) Perdite per dissipazione nei componenti interni\nAndrebbero calcolate nel caso peggiore, però:\n• dipendono da δ (che definisce t on e t off);\n• δ dipende da Vin.\n⇒ Utilizzo il valore di δ nominale.\nSappiamo che I media = 4 A.\nNel MOS: P dissMOS = r dson · I media 2 · δ = 2,338 W\nNel diodo: P dissdiodo = V D · I media · δ diodo = 1,026 W\nNell’induttanza: P dissL = R L ( 9) · I media 2 = 0,736 W\nIn totale: P diss = 4,1 W\n⋅ 100 = 83%\n20 + 4,1\nl’alimentatore funzionerà bene per il valore stimato in 80% e con un bel margine di sicurezza.\n10) Condensatore di uscita\nInfluisce tramite capacità ed ESR.\nPer il MOS scelto, rDS(on) = 0,3 Ω.\nVγ = 0,5 V per diodi Schottky (sarebbe 1 V per diodi standard).\nPer l’induttanza scelta, RL = 0,046 Ω.\nI C è triangolare ⇒ rispetto a un boost, Cout è minore\na. ESR =\nSi può ipotizzare ∆V ESR = 90% ∆V tot\nb. Scegliere C con ESR C < ESR calcolato\nc. Calcolare I ripple(off) :\nI ripple(off) = I picco ·\n(valore efficace di un’onda triangolare,\nvalida perché δ = 50% circa)\nScegliere C con I Cnominale < I ripple(off) .\nd. ∆V C (ripple dovuto a C):\n∆V C =\n8 ⋅ C ⋅ f comm\ne. Se ∆V C + ∆V ESR non è accettabile, bisogna ricalcolare dal punto a.\n∆V 0,1 ⋅ 90%\n= 0,112 Ω\nb. Abbiamo trovato un C con tali caratteristiche:\nC = 1000 µF, 6,3 V\nESR = 0,090 Ω\nI Cnominale = 0,765 A\nc. ∆V ESR = ∆I · ESR = 0,8 · 0,090 = 72 mVpp\nI ripple(off) = 0,8 ·\n= 0,462 A che è minore del massimo\n= 2,8 mVpp\nd. ∆V C =\n8 ⋅ C ⋅ f comm 8 ⋅ 1000 ⋅ 10 -6 ⋅ 35.300\ne. ∆V tot = ∆V C + ∆V ESR = 2,8 + 72 = 74,2 mVpp accettabile\n(perché i due contributi non sono in fase)\nCome circuito di controllo, utilizzo un MC 34063 che realizza il pilotaggio\nPFM del MOS. Lo schema sotto non sfrutta tutte le potenzialità di questo integrato, ma è perfetto per esigenze di base.\nVin (12 V)\nal gate del MOS\nR2 = 2,2 kΩ (1%)\nR3 = 2,2 kΩ (1%)\nR4 = 3,3 kΩ (1%)\nC2 va posizionato vicino al MOS, per aumentare la velocità di commutazione.\nR2, R3, R4 riducono la Vout (quando è uguale al valore desiderato) fino al\nvalore Vref = 1,25 V (con tolleranza 3,2%). La tolleranza delle resistenze serve\nperché, con normali resistori, sale enormemente quella generale. Nel caso si usassero questi ultimi, occorre prevedere un trimmer di taratura.\nC3 garantisce una fcomm = 34 kHz (circa).\nIl controllo di Ipk-S è disabilitato, infatti il pin relativo è connesso\nLo schema generale dell’alimentatore è il seguente.\nRiepilogando tutti i componenti necessari:\nC1 = 220 µF, 16 V\nC4 = 1000 µF, 6,3 V, 105°C\nD1 = 1N5821\nF1 = fusibile T, 3,15 A\n• Usando il push-pull esterno (coi due BJT) possiamo usare un solo BJT\ninterno al MC 34063.\n• Il fusibile deve essere ritardato (cioè di tipo T) perché I picco > I media e i\npicchi di corrente sono più rapidi di quelli degli alimentatori tradizionali.\n• Sul MOS serve un dissipatore da circa 20°C/W.\nP dissMOS = 2,338 W\n∆T = 2,338 W · 20°C/W = 47°C (da aggiungere alla T la voro del MOS)\n• Il diodo è uno Schottky da 30 V, 3 A. Questo perché I mediaON = 4 A,\nquindi I media = I mediaON · δ = 2 A.\nDi seguito riporto alcune misure interessanti rilevate sull’alimentatore così\nprogettato, e realizzato da un esperto.\nη% = 100*Pout/Pin\nPer Iout e η ho ritenuto opportuno realizzare due grafici della loro variazione rispetto al carico, per evidenziarne l’andamento.\nBuck - Rendimento\nInnanzitutto, il grafico che più stupisce è quello del rendimento nel quale è\nevidente come esso sia superiore, e non di poco, del valore stimato in 80%. Il\npicco dell’86% è a circa 3 Ω di carico.\nIout raggiunge il massimo valore (4 A) quando il carico rasenta l‘ohm;\ntrattandosi di un generatore a 5 V, per la massima corrente occorre che il carico\n= 1,25 Ω. Aumentando il carico diminuisce la corrente, con andamenvalga\nto iperbolico (si tratta di proporzionalità inversa).\nUno dei metodi più utilizzati per ottenere una tensione maggiore di\nun’altra disponibile è l’uso di un alimentatore inverting. Con esso, la relazione\ntra ingresso e uscita è:\n|Vout| > Vin\nIl segno di valore assoluto è necessario perché, come è possibile vedere\ndallo schema di principio che segue, il polo positivo della Vout è disponibile\nsulla massa del segnale d’ingresso: quindi, se si vuole considerare un’unica\nmassa elettrica per Vin e Vout, quest’ultima risulta negativa ma (in valore assoluto) maggiore della prima.\nCon questo schema si conclude la terna di possibili combinazioni di L e\ndegli interruttori (1 e 2) sui tre rami, come già visto nelle due tipologie precedenti. Il funzionamento è piuttosto semplice e dipendente da 1, che separa o\nmeno la tensione d’ingresso dall’alimentatore.\nNel momento in cui 1 è chiuso, l’induttanza viene connessa direttamente a\nVin: I L aumenta, seguendo\nuna rampa di equazione\n∆I Lon =\n· t on.\nL’interruttore 2 è aperto, dunque Vout = 0.\nAvviene la commutaIL\nzione degli interruttori. I L\n∆I Loff =\n· t off, e queL\nsto fatto provoca una inIc\nversione di polarità sulla\ninduttanza che porta il nodo tra L e 2 a una tensione\ninferiore a zero. Proprio 2 collega il condensatore di uscita all’induttanza, permettendo a L di scaricarsi su C, che a sua volta si carica. Alla successiva commutazione di 1 e 2, Vout non sarà più uguale a 0, ma alla tensione accumulata\nda C ai suoi capi.\nUguagliando le due variazioni di corrente su L:\nVout = Vin ⋅ on\nLa corrente media necessaria in ingresso (per la quale vale la relazione tra\ntensioni e correnti vista nel buck) è:\nIin media = Iout ⋅ on\nIl ripple della Vout vale:\nIout ⋅ Vout\n⋅ t on =\nf ⋅ C ⋅ (Vin + Vout)\nCerchiamo i pro e i contro di tale tipologia. Sicuramente è un vantaggio il\npoter disporre di una |Vout| > Vin. Tra gli svantaggi ricordiamo:\n• la differenza di rendimento nei confronti di un buck:\nη inverting < η buck\n• Iout e Iin presentano dei notevoli picchi verticali, che per essere filtrati\npretendono ottimi filtri.\n– alimentatore inverting, con controllo di Vout in modalità PFM;\n– funzionamento discontinuo;\n– Vin da 4 batterie alcaline (V nom = 1,5 V; V min = 1,2 V; V MAX = 1,6 V);\n– 5 V;\nI calcoli non si effettuano, come nelle tipologie precedenti, utilizzando il\nbilancio di potenza iterativo. Il rendimento, ipotizzato all’inizio, viene impiegato nei calcoli solo al punto 3).\nPout MAX = |Vout| · Iout MAX = 5 V · 0,2 A = 1 W\n⋅100 ⇒ Pin MAX = 1,25 W (> Pout MAX)\nPoiché si tratta di alimentatori a potenza costante, Pin = Pout + P diss. A parità di carico, diminuendo Vi aumenta Iin per mantenere costante le potenze.\nPin MAX 1,25\n= 0,26 A\nI mediaL non coincide né con Iin, né con I carico.\nApplicando le similitudini dei triangoli rettangoli:\nI L(MAX) = 2 Iout ⋅ on = 2\nt off + 1\n|V Lon| · t on = |V Loff | · t off\nNon conosciamo né δ, né I L(MAX) , quindi non possiamo calcolare V rds(on) . A\ncausa di ciò, valutandola come trascurabile assumiamo:\nV Lon = Vin nomina le = 6 V\nUsando uno Schottky con V γ = 0,5 V:\n|V Loff | = |Vout| + V γ = 5 + 0,5 = 5,5 V\n⇒ 6 · t on = 5,5 · t off\nt on = 0,917 t off\n⇒ δ = 47,8%\nSe calcoliamo con V Lon = Vin min = 4,8 V ⇒\nδ = 53,4%\nSe calcoliamo con V Lon = Vin MAX = 6,8 V\nδ = 46,2%\nI L(MAX) = 2\n= 0,766 A\n1 − δ nom\n1 − 0,478\n= 0,743 A\n1 − δ min\n1 − 0,462\n= 0,858 A\n1 − δ MAX\n1 − 0,534\nSapendo che I L = L ⋅ t on :\n⋅ δ ⋅ Tcomm = L ⋅\nL f comm\n⇒ fcomm · L = L\n(che 100 29,9 kHz\ncorrisponde a δ MAX e a Vin min).\nL’induttanza è stata scelta con un 220 13,6 kHz\ncompromesso, tra quelle proposte 470 6,4 kHz\nnella tabella a lato.\nI L(MAX) =\nhanno fcomm troppo\nIsd < I D (di drain, massima)\nIl caso peggiore si ha quando VinMAX, Vout e V γ .\n⇒ |Vds min | = 6,4 – (– 5 – 0,5) = 11,9 V\nServe un MOS con 1,7 A ≤ I D ≤ 3,4 A. Ricordando che\nservono almeno 10 V tra gate e source per attivarlo, e aven3,7 A\ndo Vin min = 4,8 V (tra l’altro con eventuali cadute di tensio20 V\nne), serve un MOS particolare. Esistono MOSFET logicrds = 0,065 Ω\nlevel che si accendono con |Vgs| = 4,5 V oppure con |Vgs| =\n|Vgson| = 2,25 V 2,5 V (a seconda del tipo scelto). Il modello nel riquadro a\nfianco appartiene a questa categoria e rispetta i parametri imposti.\nV MOS = I L(MAX) · r ds = 0,858 · 0,065 = 56 mV\n7) Perdite per dissipazione nei componenti interni\n– dipendono da δ (che definisce t on e t off, nel primo dei quali dissipa il\nMOS mentre nel secondo è la volta del diodo);\n– δ dipende da Vin.\n(δ dipende anche da Vout, ma qui è costante e il problema non sussiste).\n⇒ Calcoliamo nei casi limite di Vin.\n• Vin = 4,8 V\nSappiamo che I picco = 0,858 A.\n I picco \n · δ = 0,006 W\nP dissMOS = r dson · \n · δ diodo = 0,1 W\nP dissdiodo = V D · \n = 0,035 W\nP dissL = R L ( ) · \nIn totale: P diss = 0,141 W\n• Vin = 6,4 V\nPer l’induttanza scelta, RL = 0,19 Ω.\nSappiamo che I picco = 0,743 A.\n · δ = 0,004 W\n = 0,026 W\nP dissL = R L · \nIn totale: P diss = 0,13 W\nÈ ancora dimostrato che, negli switching a bassa tensione di uscita, si perde tantissima potenza nel diodo, che è d’obbligo di conseguenza che sia uno\nLo svantaggio degli inverting, come accennato in precedenza, è il forte\ntratto verticale della corrente triangolare, difficile da filtrare. Sicuramente, come prima considerazione, a parità di condizioni con un buck Cout sarà più grosso.\n I picco\nI picco ⋅ \n− Iout (1 − δ) + I L\n∆V C = (I picco – Iout) 2 ⋅\n2 ⋅ C ⋅ I picco\nI ripple(off) =\na. AV ESR = 100 mVpp\n0,1 ⋅ 90%\n= 0,105 Ω\nc. ∆V ESR = ∆I · ESR = 0,858 · 0,090 = 77 mVpp\nI ripple(off) = 0,282 A\nd. ∆V C = (I picco – Iout) 2 ⋅\n15,6 ⋅ 10 -6\n= 3,9 mVpp\n2 ⋅ 1000 ⋅ 10 -6 ⋅ 0,858\n= ∆V C + ∆V ESR = 3,9 + 77 = 80,9 mVpp\n= (0,858 – 0,2) 2 ⋅\ne. ∆V tot\nVout (- 5 V, 200 mA)\nR3 = 3,3 kΩ (1%)\nR4 = 1,1 kΩ (1%)\nQ1 = MOSFET canale P\nC3 = 1,5 nF\n• Non viene impiegata la coppia di BJT presenti internamente al MC34063.\nLa loro caduta di tensione è pari a circa 1 V, contro quella molto inferiore (e\ndunque trascurabile) del MOSFET usato abitualmente.\n• Il MOS viene pilotato utilizzando uno dei due BJT interni e il circuito\n• Dovendo comparare la tensione di uscita, che è negativa, con un integrato che mal sopporta tensioni inferiori alla sua massa, si attribuisce come GND\ndel MC34063 la Vout. Sul comparatore interno, V + = (– 5 + 1,25) V = – 3,75 V.\n• Determinato V + , per comparare la Vout utilizziamo un partitore (R4 ed\nR3) con una attenuazione A =\n= 1,333. In un partitore di tenVref\n- 3,75 V\nsione, A =\n; ponendo A = 1,333, si ottiene R4 =\n(coi valori sopra\n• C3 determina il valore fcomm = 30 kHz.\n• Si è dimensionata la protezione dalle sovracorrenti per il valore massimo\ndi 1 A: R1 =\n= 0,33 Ω.\nRealizzato l’alimentatore, con un carico di 24,5 Ω sono state effettuate le\nmisure riportate in tabella, che dimostrano una incredibile uniformità di comportamento al variare della Vin.\nGli alimentatori buck-boost sono degli ibridi delle due tipologie delle quali\nportano il nome. In altre parole, si tratta di due switching posti in cascata che\ncondividono la stessa induttanza.\nLo schema di principio è proposto di seguito.\nIl principio sul quale si basa il\nfunzionamento è ottenere una prima\nriduzione della tensione in ingresso\n(tramite il buck) per poi aumentarne\nil valore fino al valore Vout desiderato (con il finale boost). L’utilità di\nquesta soluzione è evidente nei casi\nin cui Vin può variare così tanto da\nessere sia minore che maggiore di\nVout, con un risultato analogo a\nquello di un alimentatore inverting\nma senza inversione di polarità.\nA tal punto, conviene riassumere in tabella le differenze tra queste due ultime tipologie viste, a causa della loro somiglianza.\nper Vin e Vout\nLa maggiore complessità dipende dal doppio numero di interruttori presenti nello schema, e alle necessità di pilotaggio che si stanno per illustrare.\nLo schema applicativo altro non è che la fusione delle due parti buck e boost con i relativi componenti, già visti nei capitoli precedenti.\nCome evidenziato nello schema, serve un doppio controllo sui due MOS.\nRicordando come NMOS e PMOS necessitino di due tensioni di gate opposte\nper averne la saturazione, appare chiaro che il controllo dovrebbe fornire una\ntensione positiva e una negativa, con ovvi svantaggi dovuti alla necessità di un\ncomplesso sistema per ottenere quest’ultima.\nLa soluzione è proposta di seguito.\nL’azione del controllo si ha sul solo PMOS. Quando questi si attiva, la\ntensione presente sul suo drain consente il pilotaggio del NMOS, attivo a sua\nvolta. Il ritardo tra la saturazione del PMOS e quella del NMOS è minima e non\nincide sul funzionamento.\nTipologie forward single-ended\ne forward push-pull\nCon le tipologie forward introduciamo il trasformatore come componente\ndi rilievo nei progetti degli alimentatori. I due diversi modelli, tra loro però simili in diverse caratteristiche, derivano dallo schema del buck opportunamente\nriadattato per ottenere potenze anche fino al mezzo kW.\nCominciamo con il forward single-ended e lo schema di principio, che è\nquasi quello definitivo se non fosse per l’interruttore 1 (che sarà sostituto, come\ndi consueto, da un MOSFET).\nNotiamo subito l’uscita a buck, col filtro LC e il diodo D2 (che però in\nquesto alimentatore svolge un lavoro di coppia col simile D1).\nIl trasformatore ha due primari identici. Vin è applicata al primario inferiore quando 1 è attivo, per cui anche sul superiore è presente la tensione Vin.\nGli avvolgimenti sono tutti collegati concordemente, quindi non ci sono sfasamenti nelle tensioni ai loro capi. La corrente sul primario scorre sempre e solo\nin un’unica direzione, cioè dal polo positivo verso la massa attraversando\nl’interruttore 1. La tensione sul secondario (che vale\n, dove n è il rapporto\nspire) permette l’erogazione di corrente al filtro LC ed al carico.\nQuando si interdice l’interruttore, le tensioni su primario e secondario diventano negative (per effetto della Legge di Lenz). D1 è interdetto, quindi I L\ncircola su D2, che funge da diodo di libera circolazione.\nNon è sbagliato definire un forward single-ended come “buck alimentato\ncon tensione rettangolare di ampiezza\n”. La tensione di uscita ottenibile è,\nsimilmente al buck:\nVin t on\nSimilmente funzionano i forward push-pull, che con una leggera complicazione di comando permettono il raddoppio della Vout. Come prima, schema\ndi principio uguale a quello d’utilizzo: basta sostituire gli interruttori.\nRispetto alla versione precedente, il trasformatore ha aggiunto un avvolgimento al secondario. Pilotandolo centralmente, ad ogni\nsemiciclo il flusso magnetico nel nucleo cambia direzione.\nDurante la commutazione alternata di ogni semiprimario, ai\nsecondari è presente un’onda quadra con V picco =\nonda è prima rettificata dai diodi e, alla fine, filtrata da LC\n(come avviene, lo ripeto, nei buck).\nI due interruttori lavorano in controfase (cioè quando è attivo uno, è spento l’altro. I problemi sorgono in fase di pilotaggio, poiché uno necessita di un\nimpulso alto e l’altro basso contemporaneamente, e servirebbero due controlli).\nEssi applicano alternativamente tensione (tramite il trasformatore) al filtro LC\ned al carico, realizzando così un sistema PWM a trasformatore che integra il riduttore di tensione buck, posto come finale. Il funzionamento avviene in due fasi, per ciascuna delle quali sullo schema sono state disegnate le correnti relative.\nFase 1. 1: on; 2: off.\nVin è applicata a metà primario ⇒ Vprimario = 2Vin.\nLe tensioni dei due semisecondari valgono\n(secondo il rapporto di\ntrasformazione, cioè n). Il secondario superiore genera corrente su D1, che carica L.\nFase di transizione. 1: off; 2: off.\nLa corrente al secondario circola solo sui diodi (che fungono da diodi di\nFase 2. 1: off; 2: on.\nIl funzionamento è identico a quello della Fase 1, ma sul semiprimario superiore e il semisecondario inferiore.\nCome nella precedente fase analoga avviene il ricircolo della corrente.\nLa tensione ottenibile in uscita vale:\nVout = 2 ⋅\nÈ indispensabile δ < 50%, altrimenti i due interruttori sono attivi contemporaneamente e non è possibile il corretto funzionamento dell’alimentatore.\n, variando il rapporto spire cambia l’operato del PWM a\nPoiché n =\ntrasformatore, come riassunto dalla tabella sotto.\nuguale ad 1\nLa tipologia flyback è un’estensione del concetto di boost: il funzionamento dipende dal rapporto spire del trasformatore (che sostituisce l’induttanza\nAnalizziamo ora il funzionamento, nell’istante in cui il MOS 12 è attivo.\nVin è applicata sul primario e, quindi, sul secondario del trasformatore. A causa\ndella posizione del diodo, esso è interdetto e per questo motivo non scorre corrente tra Vin e il carico nel corso del t on. In questa fase, la Vout dipende dalla\ntensione del condensatore d’uscita.\nA prima vista sembrerebbe di avere di fronte una brutta copia della tipologia forward, ma osservando bene la differenza d’utilizzo del trasformatore è\novvio che la filosofia cambia radicalmente.\nUtilizzo del trasformatore\nTrasportatore di energia in tempo reale.\nSerbatoio di energia.\nViene riempito durante il t on( 13) e svuotato in t off.\nPer velocizzare la risposta ai transitori si impone l’utilizzo della modalità\ndiscontinua (o DCM); in altre parole, durante t off la corrente sul secondario deve scendere al valore 0 prima del termine del ciclo di OFF. Il difetto da sopportare, in tale modalità, è la maggiore corrente di picco che scorre nel circuito. I\ndiagrammi riportati si riferiscono al caso esposto.\nIl MOS a canale N, nello schema, può essere sostituito in analoga posizione da un BJT NPN. Se si desidera, al contrario, porre un interruttore sul ramo dove è applicata Vin, serve un PMOS.\nLa corrente, che non può scorrere al carico e che cresce seguendo l’andamento a rampa, è immagazzinata nel nucleo del trasformatore sotto forma di energia magnetica.\nSe, diversamente, si utilizzasse la\nmodalità continua (o CCM), tali diagrammi andrebbero modificati con\nl’aggiunta di uno scalino in Ip e Is. Ad\nogni modo, la maggioranza dei flyback\nsono progettati come discontinui.\nPer evitare che la corrente d’uscita\npossa arrivare al valore 0, occorre predisporre un carico minimo o un regolatore del valore di uscita per salvaguardare il circuito e la sicurezza\ndi uno switching flyback.\ncorrente sul primario\ncorrente sul secondario\ncorrente sul condensatore d’uscita\nAndiamo ora a scoprire i passaggi fondamentali per progettare un flyback.\n1) Pout MAX = Vout · Iout MAX\n2) Ipotizzando il rendimento: Pin MAX =\n3) L’energia del trasformatore, accumulata tramite il primario durante la\nfase attiva, è:\nE = · Lprimario · (Ipicco MAX) 2\n4) Col funzionamento discontinuo, tutta l’energia è trasferita al carico attraverso il secondario.\n⇒ P trasferita = Pin MAX = E · fcomm\n5) Ipicco MAX dipende da Vin e da t on: Ipicco MAX =\nVin − VDROP\nL primario ⋅ t on\nV DROP = V MOS + V resistenze\n6) Pin MAX =\n(Vin − VDROP )2 ⋅ t on 2 ⋅ f comm\n2 ⋅ L primario\n7) Si sceglie, di conseguenza, il trasformatore più adatto allo scopo, calcolando le caratteristiche del nucleo e degli avvolgimenti.\nIl controllo PFM compara la tensione di uscita effettiva (Vout) con la Vout\nche si desidera per l’alimentatore prodotto.\nQuando Vout è minore del valore nominale, l’alimentatore viene mantenuto attivo per raggiungere tale valore.\nSe Vout è quella desiderata o addirittura è superiore al valore previsto, il\ncontrollo disattiva l’alimentatore spegnendo letteralmente la parte di potenza.\nPrendiamo, come esempio, lo schema globale del boost analizzato nel capitolo III, e analizziamo il comportamento della frequenza di commutazione\nsull’interruttore pilotato (il MOS) per capire i due nomi della tipologia.\nSe il carico è basso, lo switching è quasi sempre spento; va tenuto attivo\nogni tanto per ricaricare il condensatore di uscita. Se si lavora a pieno carico,\nl’alimentatore dovrà essere sempre attivo. Questo implica che la frequenza di\ncommutazione (che attiva il MOS) dovrà variare secondo il carico (PFM).\nAnalogamente, la fcomm, considerata sotto forma di impulsi, nei casi in cui\nva spento l’alimentatore manca di alcuni di questi impulsi, poiché li salta, mantenendo il MOS disattivo e, quindi, aperto (PSM).\nStudiamo ora lo schema di un semplice controllo PFM.\nTR2 = 10 kΩ\nL’operazionale, utilizzato come comparatore, può essere un LM393, per\nsingola alimentazione, o analogo. Con esso si ha, nelle due condizioni (e ricordando che il 555 ha reset attivo basso):\na) v– > v+\nV reset = 0\na) v+ > v–\nV reset = alta impedenza\nLo stabilizzatore 7805 genera la tensione di riferimento v+ = 5 V.\nTR2 + R4\nv– = Vout ⋅\nTR2 + R4 + R5\nEquivalendo i due ingressi:\nVout = 5 ⋅\nCoi valori impostati, in teoria si ottiene:\n• Vout MAX = 27,7 V\n(TR2 = 0)\n• Vout min = 10,6 V\n(TR2 = 10 kΩ)\nVolendo regolare l’alimentatore per un valore compreso nell’intervallo\n(consentito dal trimmer), come Vout = 18 V, sono stati rilevati, sul boost precedentemente presentato:\n200 Ω 17,95\n200 Ω 18,04\nLe variazioni subite da Vout sono in un range dello 0,3%, perciò molto ridotte rispetto al quasi 4% riscontrato senza il controllo.\nPer ottimizzare il controllo, le Case Costruttrici producono integrati dedicati al controllo PFM (come, ad esempio, il MC 34063, di cui parliamo nei\ncomponenti specifici) che implementano controlli più sofisticati per la protezione dell’intero alimentatore.\nI sistemi PWM agiscono sulla larghezza dell’impulso che comanda\nl’interruttore (o gli interruttori) di comando dell’alimentatore: quando sarà necessario che l’alimentatore funzioni, la larghezza aumenterà, al contrario se è\nsufficiente l’energia già immagazzinata si ridurrà la durata dell’impulso.\nLa versione VM prevede che l’uscita del controllo dipenda dal solo valore\nIl duty-cycle (δ), proposto dal\ngeneratore PWM, è proporzionale alla\ntensione di errore (Ve) che deriva dal\nconfronto della Vout con la tensione\ndi riferimento impostata.\nPer capire più a fondo il funzionamento del controllo Voltage-Mode,\nrimando al capitolo XI ed in particolare alla trattazione relativa al TL 5001.\ndi un controllo PWM-VM.\ntensione della rampa\ntensione PWM di comando\nIl sistema CM, successivo al VM, si basa sulla rilevazione della corrente\nsull’induttanza (I L ) e una sua successiva comparazione con la tensione di errore,\nTensioni caratteristiche di un controllo PWM-CM.\nQuando Ve = V L, il latch si spegne tramite R.\nL’oscillatore genera un treno di impulsi che, pegenerata dall’oscillatore\nriodicamente, attivano l’ingresso S del latch.\nÈ l’uscita del latch SR.\nPoiché, come noto, per effettuare confronti si predilige l’uso della tensione, I L viene convertita in V L con una semplice resistenza: in tal modo, le due\ngrandezze sono direttamente proporzionali tra loro, secondo la costante R.\nQualora aumentasse la corrente richiesta dal carico (Iout), la tensione di\nerrore aumenterebbe a sua volta in modo che il t on sia più alto per soddisfare le\nrichieste dell’uscita. Modificandosi il t on, cambia pure δ che, in questo caso,\nPoiché non sono molto chiare le differenze tra i due tipi di PWM, credo\nche un confronto a due in tabella (relativo ad alcune caratteristiche peculiari)\npossa sciogliere diversi dubbi ed agevolare la comprensione.\nSupponiamo che Vin cali bruscamente.\n⇒ V L impiega più tempo a giungere a V errore\n⇒ non bisogna attendere\nSupponiamo che il carico aumenti\n(⇒ Vout cala).\nvariazioni del presenza di L e Cout\npilotando L in corrente\n⇒ 2 poli nella risposta\nsi elimina un polo\n⇒ facile compensazione\n⇒ compensazione come/o banda più larga\nplessa e/o banda ridotta\nCon carico e Vin costanti non si ha una forma\nd’onda (di pilotaggio del MOS) stabile, anche a\ncausa del rumore del generatore PWM.\nPWM attivato periodicamente dall’oscillatore\nconfronto e disattivato dal compastabilità di fun- rampa-V errore\nzionamento e di hanno ampiezza elevata R (conv. IV) in serie\nefficienza per ⇒ modulazione stabile a L\n⇒ serve R piccola\n⇒ bassa tensione di\ncala Vin ⇒ cala Vout\n⇒ adattamento della rerisposta alla\nvariazione di Vin troazione\n⇒ dipende dalla velocità della retroazione\nδ MAX = 100% (teorico) δ MAX = 50%\nefficienza (a Vin bassa) bassa efficienza (a Vin\nbassa) a causa di R\nSi potrebbe continuare a lungo confrontando altri parametri, ma quanto visto è sufficiente per capire che non esiste una tipologia ideale tra le due esistenti.\nLa vastità dei componenti elettronici utilizzabili è evidente solo osservando dall’esterno un catalogo di un distributore. Tale ampiezza di scelta si giustifica, per alcuni elementi tradizionali (come, ad esempio, diodi e transistor), con\nla necessità di averne tanti tipi diversi, ciascuno con poche o addirittura una peculiarità che li rende perfetti in una specifica applicazione. Per intenderci: un\ndiodo è sempre un diodo. Ma uno che regga una tensione inversa di 1000 V è,\ngiocoforza, diverso da quello che ha un bassissimo t rr .\nGli alimentatori switching, a causa delle talvolta grandi potenze in gioco e\ndelle sempre rapidissime commutazioni, hanno bisogno di tutta una serie di parti talvolta ideate appositamente per loro. L’elenco sarebbe lunghissimo, ed anche a causa di questo risulta difficile 14 progettare precisamente uno di questi alimentatori. Focalizzerò l’attenzione sui componenti generici, che troviamo\nsempre negli schemi, e sui controllori che permettono la gestione PFM o PWM.\nNegli schemi di principio che abbiamo visto, sono presenti interruttori di\ntipo tradizionale, considerati come ideali. Date le alte frequenze di commutazione di questi, non è pensabile impiegare dei comuni interruttori ma i loro corrispondenti a stato solido, quindi a semiconduttore.\nSappiamo che i componenti per questo scopo sono:\n– diodi tradizionali (robustezza) e diodi Schottky15 (velocità);\n– transistor unipolare (JFET e MOSFET);\n– SCR( 16);\nSalvo i diodi, i quali non sono pilotabili (avendo 2 soli pin) e quindi non\npossono essere inseriti in qualunque parte del circuito dell’alimentatore, tutti\ngli altri elementi hanno le caratteristiche per essere impiegati ovunque. Vediamo, in tabella, i criteri per la prima selezione dell’interruttore migliore per i\nNon parliamo, poi, di costo dei componenti, e della loro reperibilità e scambievolezza.\nDiodo Schottky: particolare tipo di diodo a veloce commutazione (inferiore a 1 ns), possibile grazie alla\npresenza di uno strato (quello dell'anodo) formato da alluminio, piuttosto che da silicio. In questo modo, il flusso degli elettroni tra le due zone del diodo è molto più rapido, a fronte di una caduta standard\nVγ = 0,3 V.\nSCR (Silicon Controlled Rectifier): si tratta di un tiristore (diodo a 4 strati, in cui si alternano le zone P\nalle zone N) unidirezionale, dotato di un terminale di controllo (gate) per consentire o interrompere il\nflusso della corrente quando impiegato nei circuiti di potenza.\nIGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor): questi recenti transistor sono considerabili come dei BJT\ncon ingresso di base (gate) ad alta impedenza, in maniera analoga ai MOS. Si elimina, così, il problema dell’assorbimento di corrente proprio dei BJT, permettendo di lavorare con una notevole efficienza\nsoprattutto alle alte potenze, sia in commutazione che in zona attiva.\nin Alta Tensione: economici\nin Bassa Tensione: se non è possibile pilotare un MOS\nfacile comando in tensione\ncircuiti a comando complesso\nnon molto utilizzati\nalimentatori con potenze nell’ordine dei kW\nRicercando l’idealità del funzionamento di questi interruttori, in ogni caso\nsi deve lavorare in saturazione e interdizione, evitando la zona attiva per ottenere un’alta efficienza del sistema e dissipare su di essi potenze pressoché nulle.\nPer la semplicità d’utilizzo e i risultati che ci prefiggiamo, scegliamo come interruttori BJT e MOS, oltre ai meno versatili diodi che, comunque, rimangono insostituibili per alcuni compiti che svolgono.\nSi è parlato della dissipazione di potenza nei condensatori causata dalla resistenza interna ESR. L’unico metodo veramente efficace per ridurre queste\nperdite è scegliere un adeguato condensatore con parametri idonei.\nTrattandosi di condensatori elettrolitici (quindi ad alta capacità), esistono\ndiverse serie che indicano, tra le proprie caratteristiche, il valore di ESR. Questo, per essere accettabile, si può accettare convenzionalmente quando è inferiore al decimo di ohm. I condensatori che non indicano ESR non vanno mai impiegati, come regola di ordine generale.\nVediamo le possibili scelte in una tabella di riepilogo.\n(massima T operativa)\nElettrolitico 85° standard\nElettrolitico 85° alta qualità\nSe è riportato l’ESR\nElettrolitico 105° standard\nElettrolitico 105° speciale\nPer dare un’idea di cosa\ncomporti il mancato utilizzo\ndi un condensatore idoneo, si\nosservi la foto a lato. Si tratta di due condensatori presenti all’interno di un alimentatore per PC, ovviamente switching. Leggendo sul\ncorpo dei condensatori si nota la dicitura “85°”, il che\nsignifica che essi sono sottodimensionati per il loro impiego (la tabella prescrive di\nnon utilizzare mai questi\ncondensatori): infatti, è evidente la fuoriuscita dell’elettrolita causata dal mancato rispetto delle regole di dimensionamento, e conseguentemente dallo stress\nsubito da questi componenti.\nRicordiamo le principali relazioni del trasformatore.\n• Con un carico Rs:\nIs · Ns = Ip · Np\n• Resistenza vista dal primario, dovuta\n Np \nI trasformatori utilizzati negli alimentatore switching sono, preferibilmente, a nucleo toroidale con avvolgimenti realizzati ad hoc a seguito dei calcoli di\nprogetto. Esistono tanti diversi tipi di nuclei per soddisfare ogni esigenza; generalmente, hanno una forma tale per cui, nel caso in cui si realizzasse automaticamente l’avvolgimento (ad es. nei processi industriali), è facile inserirli\nall’interno del pacco-spire.\nDomanda: Come calcolare il numero di spire necessarie per ottenere un dato valore di induttanza, con un certo nucleo magnetico?\nRisposta teorica: Occorre tener conto di forma, dimensioni e tipo del materiale del nucleo.\nRisposta pratica: Per ogni nucleo e materiale magnetico esiste un valore\nA L ( 18) che, moltiplicato per il quadrato del numero di spire, fornisce\nLa comodità di questo parametro dipende dalla sua presenza sui datasheet, generalmente con unità di\nmisura in nH.\nL = AL · N2\nPer i metalli, come il ferro, il nichel, il manganese, non vale la costante di\npermeabilità magnetica del vuoto (µ0 ), ma una propria costante µ = µ 0 · µ r . Rispetto al vuoto, la presenza del metallo come nucleo comporta:\n– un’induzione B molto più elevata, a parità di campo H;\n– oltre un certo valore di H, B resta costante (saturazione, cioè\nl’appiattimento della curva di isteresi);\n– la relazione tra B ed H non è lineare (segue infatti un ciclo di isteresi).\nCome i metalli lavorano le ferriti (materiali ferromagnetici), che sono:\n• materiali ceramici;\n• ricavati per sinterizzazione 19;\n• con una conducibilità elettrica molto minore dei metalli: per questo causano pochissime perdite.\nCambiando ferrite, si modificano le caratteristiche del trasformatore.\nLa potenza sopfLAVO RO\nportata da un nucleo è\nlegata al suo volume,\noltre 100 kHz\ne dunque alle sue diserie 3CXX\nmax 150 kHz\nmensioni. Il nucleo FERROXCUBE\nper uno switching non FERROXCUBE\noltre 150 kHz\ndeve mai lavorare in\nsaturazione del flusso, perché in saturazione µ r = 1, quindi L cala enormemente\ne I L = L aumenta troppo.\nÈ definita come Temperatura di Curie, nei materiali ferromagnetici, la\ntemperatura per cui l’agitazione termica distrugge le isole magnetiche. A causa\ndi ciò, il nucleo perde le sue proprietà ferromagnetiche.\nIl processo è reversibile, raffreddando il nucleo. Se la temperatura del nucleo è maggiore della T Curie, possono aversi effetti distruttivi.\nA titolo di riferimento, la temperatura di Curie delle ferriti EPCOS è\nLa Motorola ha ideato un circuito integrato che\npotesse, con pochi componenti esterni, consentire di 2 S W - E\ncreare un alimentatore switching di qualunque tipolo- 3\nCOMP gia. Questo controller è siglato MC 34063 e contiene, al\n– generatore di Vref = 1,25 V;\n– comparatore tra Vout e Vout desidera ta ;\n– oscillatore con foscilla zione variabile;\n– interruttore (di uscita) a doppio transistor (driver di potenza);\n– protezione da sovracorrente.\nMancano, per ovvi problemi nell’ottenimento su silicio, l’induttanza, il\ncondensatore di uscita e il diodo.\nCAPACITÀ di TEMPORIZZAZIONE\nIl principio di funzionamento verte sullo spegnimento della parte di potenza nei momenti in cui Vout ≥ Vout desiderata .\nL’interruttore interno funziona per correnti fino a 1,5 A: serve, perciò, il\nMOS esterno di pilotaggio dell’alimentatore.\nL’oscillatore interno necessita di un condensatore esterno (C T ), che è caricato e scaricato da un circuito di pilotaggio che genera e assorbe corrente costante. La foscilla zione dipende da C T perché:\n• I source = 35 µA\n• I sink = 200 µA\n• in un condensatore, V C =\n⋅ t . Aumentando I, cala t (mantenendo coC\nstanti V C e C); con le correnti di carica/scarica:\nDai dati in nostro possesso, si nota che t CARICA > t SCARICA di circa 6 volte,\nin quanto il rapporto tra le due correnti di carica e scarica è quasi 6.\nLa scarica di C T provoca il reset del flip-flop interno, e la conseguente interdizione dei BJT di uscita. Nel corso della carica di C T , se Vout (presente\nsull’ingresso invertente del comparatore) è minore di 1,25 V si setta il flip-flop\ne si attivano i BJT; l’uscita rimane attiva fino al successivo impulso di reset.\nIl circuito di protezione controlla la caduta di tensione (V R ) ai capi di una\npiccola resistenza posta tra Vcc e Ipk-S. Se V R > 0,330 V, la corrente di carica\ndi C T aumenta oltre il limite di 35 µA per accelerare lo spegnimento dello swi-\ntching. Il valore della resistenza R dipende dalla massima corrente di picco che\nvogliamo ammettere per il nostro alimentatore:\nA titolo di esempio applicativo, il circuito inverting (proposto nel capitolo\nV) è controllato dal MC 34063. Nella spiegazione del suo funzionamento sono\nindicate alcune informazioni aggiuntive per l’utilizzo corretto di questo integrato.\nOsserviamo le seguenti caratteristiche:\n– Vref = 1 V;\n– Vref = 2,5 V;\n– comparatore a 3 ingressi;\n– op-amp amplificatore d’errore;\n– uscita a BJT (open-collector);\n– controllo di δ MAX (DTC);\n– protezione dai cortocircuiti (SCP, Short-Circuit Protection);\n– oscillatore a onda triangolare, con frequenza regolabile tramite resistenza (RT).\nSembra incredibile, ma tutto questo è stato implementato in un unico circuito integrato a soli 8 pin, il TL 5001, dalla Texas Instruments. Propongo immediatamente il complesso schema interno di questo controller PWM VoltageMode.\nIl cuore dell’intero sistema è il comparatore tra l’onda triangolare e la tensione fornita dall’utente attraverso il pin COMP. Quest’ultima determina la larghezza degli impulsi in uscita, poiché sposta il riferimento del comparatore che\nconverte l’onda triangolare (dell’oscillatore) in rettangolare.\nper VCOMP = 0,8 V\nper VCOMP = 1 V\nOsservando il comportamento delle onde rettangolari, si nota che quella\ncon semiperiodo alto maggiore (onda blu) corrisponde a quella con V COMP maggiore (1 V), quindi esiste diretta proporzionalità tra questi due fattori:\nt impulso ∝ V COMP\nIl modulo UVLO (Under-Voltage-Lock-Out, “Blocco di Bassa Tensione”)\nè incaricato di spegnere lo switching se Vin è troppo bassa. Questo fatto dipende da una caratteristica di tali alimentatori di essere a potenza costante, per cui:\nP = Vin · Iin\nè un rapporto di proporzionalità inversa. Se diminuisce Vin DEVE aumentare Iin, con la conseguente distruzione dei componenti (dimensionati per una\ncorrente sicuramente minore).\nL’UVLO non è programmabile: agisce quando Vin diventa minore di 2,9 V\n(con una isteresi di 100 mV).\nCome esempio applicativo, utilizzo un alimentatore del tipo buck-boost per\nil quale non effettuerò calcoli, ma solo alcune considerazioni di ordine generale.\nR2 = 1 kΩ (1%)\nR3A = 1 kΩ (1%)\nR3B = 10 kΩ (1%)\nD1 = D2 = 1N5818 (Schottky)\nQ1 = BJT NPN\nQ2 = BJT PNP\nQ3 = MOSFET canale P\nQ4 = MOSFET canale N\nC1 = 220 µF, 25 V\nC4 = 1 µF\nC5 = 4,7 nF\nC6 = 470 µF, 50 V, 105°\nL1 = 50 µH\n• R5 limita il duty-cycle massimo: funge, perciò, da protezione contro i\ncortocircuiti. In questo caso specifico, δ MAX = 59% ⇒ δ limite = 70%.\n• Per comparare la tensione di uscita, la si deve eguagliare alla Vref (= 1\nV) del comparatore interno, mediante un partitore attenuatore R2-R3 (come già\nvisto nel cap. VI) con:\nVref 1 V\n= 12 ⇒ R2 = 1 kΩ\nR3A + R3B = 11 kΩ\nQuesti due resistori possono essere scelti con tolleranza dell’1% per evitare l’inserimento di un trimmer di taratura.\n• R1, C3, C4, R4, C5 modellano la risposta in frequenza dell’anello di reazione: danno stabilità e prontezza di risposta alle variazioni.\n• R6 determina il valore fcomm = 43,5 kHz.\nIn alternativa al TL 5001, Motorola propone un circuito integrato con molte ottime caratteristiche e vantaggi rispetto al concorrente (anche se questo ha\ncomportato un package a 16 pin, invece dei più comuni 8):\n– due uscite complementari (OUTPUT A, OUTPUT B) in configurazione\ntotem-pole 20: questo consente di evitare il circuito push-pull usato in diversi\n– la fcomm è determinata da R T e C T esterni (⇒ maggiore precisione);\n– ingresso di sincronizzazione per ridurre i disturbi;\n– uscita dell’oscillatore disponibile esternamente (per sincronizzare altri\n– Vref (= 5,1 V) interna;\n– pin dell’op-amp amplificatore d’errore disponibili esternamente;\n– funzione di shutdown del chip (per il risparmio energetico).\nLe funzioni di ogni pin sono riassunte nella tabella che segue.\nPIN N OME DEL PIN I/O\ningresso invertente dell’amp. d’errore\nvi si applica la Vout da confrontare con Vref\ningresso non invertente dell’amp. d’errore\nvi si applica Vref (con un partitore se Vout < Vref)\ningresso di sincronismo\nIN serve per sincronizzare l’oscillatore interno con alSYNC\nuscita (bufferizzata) dell’oscillatore\nanche carichi di elevato valore modificano foscillatore\ncondensatore di timing\nC T > 1 nF\nfoscilla tore =\nC T ⋅ (0,7 ⋅ R T + 3 ⋅ R D )\nIN resistenza di timing\nuscita di scarica\nOUT definisce il ∆t per cui OUT = 0\nR DISCH = 0 ÷ 500 Ω\ningresso per partenza graduale\ncon un condensatore, posto tra esso e massa,\nall’accensione il δ aumenta gradualmente fino al valore impostato\nOUT uscita dell’amp. d’errore\nIN (Chip Select)\nLa configurazione totem-pole consente il pilotaggio attivo dell’uscita verso massa o verso\nl’alimentazione positiva (Vcc). A causa della struttura, identica a quella del push-pull se non fosse per\nla presenza di un secondo BJT NPN al posto del PNP, l’uscita può erogare o assorbire corrente anche il\nmisura piuttosto elevata.\ningresso per lo spegnimento dell’integrato (attivo\nuscita (totem-pole) per pilotaggio dell’interruttore a\ntensione di alimentazione del totem-pole, se deve\nessere diversa da VCC\nVCC = 8 ÷ 35 V\nl’integrato non lavora per VCC < 8 V\nuscita della tensione di riferimento\nVref = 5,1 V (nominale)\nconviene frapporre un condensatore ceramico fra il\npin e massa\nUVLO min = 16 V\nUVLO min = 8,5 V\nδ MAX = 50%\n(alta Vin ⇒ off-line)\nSempre Motorola propone in catalogo una intera se- 1 C O M P\nrie di controllori dedicati alla modulazione PWM con 2\ncontrollo in corrente.\nEsistono 4 differenti modelli all’interno della serie. 3\nLe differenze tra i vari tipi sono minime e riguardano il\nmassimo duty-cycle e il minimo valore di tensione per il\nfunzionamento (UVLO), che ho riassunto in una tabella.\nδ MAX = 100%\nSaltano subito all’occhio i valori piuttosto elevati di tensione richiesti.\nQuesto significa che questa serie non è adatta ad alimentatori con basse Vin,\nper i quali si preferiscono controller PWM-VM.\nVediamo ora rapidamente il funzionamento di ogni pin. Poiché la tecnologia costruttiva è la TTL, c’è una dissipazione di energia non indifferente.\nsi collega un parallelo R-C tra COMP e il pin 2 per\nIN determinare risposta in frequenza e guadagno della\nverifica la tensione ai capi di una resistenza posta in\nIN serie all’induttanza principale, per decidere quando\nspegnere il MOS\nsi definisce la foscillatore: C T verso massa, R T verso\nVref (pin 8)\nR T ⋅ CT\n2 ⋅ R T ⋅ CT\nUC 3842-3: foscilla tore =\nUC 3844-5: foscilla tore\nalta corrente di picco (fino a 1 A)\nVCC = V UVLOmin ÷ 34 V\nOUT Vref = 5,0 V (nominale)\nI sink(MAX) = 50 mA\nLo schema generico di utilizzo è il seguente.\nÈ d’obbligo la spiegazione del funzionamento di ogni componente (o coppia di componenti) per carpire i dettagli di utilizzo di questa serie di controllori.\nRiducono Vout per paragonarla a Vref (= 5 V).\nDetermina il guadagno dell’amplificatore d’errore.\nRf ≥ 7 kΩ\nSe si scelgono guadagni elevati si ha:\n• minore errore in Vout;\n• maggiore rapidità di risposta.\nSe il guadagno è troppo elevato la reazione è instabile.\nModificano la risposta in frequenza della reazione.\nConsentono di ottenere la banda passante maggiore possibile.\nB << fcomm  almeno , \n5 10 \nDeterminano la foscillatore.\nPer aumentare la stabilità, R T è collegata a Vref (tensione stabilizzata).\nDisaccoppia e filtra.\nProteggono dalla sovratensione negativa causata, durante le commutazioni, dall’induttanza parassita (tra il pin OUT e il MOS) e dalla capacità di gate.\nFiltrano la rampa 21 di tensione (causata da I su Rsense) che determina il\ncorretto funzionamento della retroazione in corrente.\nUn tentativo di risoluzione di alcuni problemi della serie UC 384X è stato\neffettuato dalla Texas Instruments con una nuova serie UCC 380X, e possiamo\ndire che in fin dei conti è stato compiuto un buon lavoro.\nInnanzitutto si è passati dalla tecnologia TTL alla CMOS, la quale consente un assorbimento di corrente che, a riposo, è quasi nullo.\n1. non è necessaria la protezione contro la sovratensione negativa;\n2. non serve la rete di filtraggio per il picco di corrente: infatti, l’integrato\npone automaticamente a massa (internamente) il Chip Select per 100 ns, un\ntempo più che sufficiente ad evitare la maggioranza dei picchi. Se la durata del\npicco fosse, però, maggiore di 100 ns, occorre la tradizionale rete R-C;\n3. le versioni sono diventate 6, differenziate da diversi UVLO. Sono interessanti i due seguenti modelli:\n• UCC 3803\n• UCC 3805\ni quali posseggono UVLO min = 4,1 V;\n4. la funzione di avvio graduale (soft-start) è implementata in tutti i modelli;\n5. la frequenza massima di oscillazione ha raggiunto (teoricamente) il valore di 1 MHz.\nIl mondo degli switching non è legato solo alle grandi potenze, ma anche alle piccole\nnecessità dell’elettronica di consumo, nella\nmaggioranza dei casi con alimentazione a batteria. Posto il bisogno di alimentare display (o\naltro componente di optoelettronica, come ad\nes. i LED) a partire da piccole batterie ministilo, la National Semiconductor ha utilizzato il\nproprio knowledge nel settore degli switching\nper l’integrato LM 2751.\nFornendo in ingresso una tensione compresa tra 2,8 V e 5,5 V, è possibile\nottenere in uscita una tensione stabilizzata compresa tra 4,5 V (a 150 mA) e 5 V\nIl trasformatore possiede una capacità parassita, in parallelo al primario. Questa capacità si carica molto\nbrevemente, causando un forte picco di corrente che interrompe (prima del previsto) il periodo attivo\ndello switching. Il filtro consente un incremento lineare ed innocuo di questa capacità.\n(a 80 mA). Poiché il LM 2751 è stato pensato per dispositivi portatili, tutto il\nnecessario è al suo interno, tranne quattro condensatori ceramici (C1 e C2 come\nserbatoi di carica, C IN e C OUT come filtri d’ingresso e uscita) che l’utente deve\nporre esternamente, come ben visibile nello schema applicativo, sotto.\nLe frequenze di lavoro sono impostabili, tramite i pin CS0 e CS1, ai seguenti valori:\n• 9,5 kHz\n• 37 kHz\n• 300 kHz\n• 725 kHz\nÈ interessante notare l’assenza dell’induttanza, non certo casuale poiché si\ntratta di uno switching a pompa di carica.\nConfronto tra alimentatori lineari\ne alimentatori switching\nGiunti al termine del lungo excursus col quale abbiamo tentato di addentrarci nel mondo degli alimentatori a commutazione, è quantomeno doveroso\nproporre una comparazione tra questi potenti apparecchi e i tradizionalissimi alimentatori lineari, usualmente oggetto di studio nelle scuole e spesso preferit i\nper alcune caratteristiche peculiari.\nNeanche a dirlo, quale metodo migliore di un confronto in tabella per avere facilmente sott’occhio pro e contro?\n⇒ grande ingombro\n⇒ piccolo ingombro\naffidabili ed ipercollaudati\nη = 30% ÷ 50%\nη ≈ 80% e oltre\nbasse potenze (< 50 W)\n(fino ad alcuni kW)\ngrande P diss sul controllo\n(specie nei regolatori\ncon uscita variabile)\npoca P diss sul controllo\n(⇐ lavora in commutazione)\ntalvolta necessari e grandi\npochi componenti economici\n⇒ basso costo\ncomponenti costosi e anche\n⇒ costo elevato\nUn commento è doveroso, come nei casi precedenti di confronto. Il fatto\nche gli switching abbiano più elementi favorevoli (evidenziati in grigio) rispetto ai lineari non implica automaticamente che essi siano migliori. Anzi, spesso\nsarebbero una follia per la realizzazione di piccole sorgenti di tensione che richiedono pochissimi componenti. Semplicemente, ogni tipologia di alimentatore ha dei vantaggi che è bene considerare dovendo realizzare un progetto, e a\npriori non è sempre detto che uno dei due sia il migliore: caso per caso occorrerà sacrificare qualcosa ed affidarsi a quello ritenuto ottimale.\nUn ringraziamento dovuto al prof. Mauro Guadagnini, che mi ha fornito\ndell’ottimo materiale e ha avuto la pazienza di controllare ogni singola pagina\nalla ricerca degli errori grammaticali e sintattici, che avevo disseminato al loro\nUn sentito grazie al prof. Daniele Casadei Lelli, che ha risolto una mia\nbattaglia pluriennale con il software di videoscrittura.\nAggiungo pure i proff. Carlo Sansovini e Corrado Maldini i quali, con gli\naltri, hanno appoggiato questo progetto. Devo delle scuse a tutti per non averlo\nportato pienamente a compimento, secondo il programma preventivato, impedendo un’opera più completa e un loro coinvolgimento maggiore.\nQuesto lavoro è stato un’occasione nuova ed efficace per affrontare il problema energetico da un diverso punto di vista, molto specialistico ma (credo)\ndidatticamente utile. Sono orgoglioso di aver portato a compimento il mio percorso scolastico come Perito Industriale Elettronico trattando un argomento\nNon posso non essere riconoscente nei confronti di tutti coloro i quali mi\nhanno aiutato e sostenuto in tutti questi anni; su tutti, i miei genitori, che si sono sempre fatti in quattro per permettermi di studiare con buoni risultati; i miei\ninsegnanti, cui spero di aver dato, almeno per qualche breve attimo, delle soddisfazioni; i miei compagni di avventura e amici visti per poco e poi mai più,\nognuno dei quali è stato prezioso a suo modo.\nV a - dieet - Università di Palermo


Visione Alchemica | I NUMERI COME ARCHETIPI DELL’INCONSCIO COLLETTIVO\nFebbraio 28, 2012 In CARL GUSTAV JUNG, NUMEROLOGIA\nJung affermava che il numero è la più primitiva espressione dello spirito, intendendo come spirito l’aspetto dinamico dell’inconscio. Nella sua conferenza del 1919 egli usa per la prima volta il temine “Archetipo, (da Archè, principio, origine, e typos, forma, ma anche immagine). Dice Jung: “oltre alla nostra coscienza immediata, che è di natura del tutto personale, esiste un secondo sistema psichico di natura collettiva, universale e impersonale, che è identico in tutti gli individui. Quest’inconscio collettivo non si sviluppa individualmente ma è ereditato. Esso consiste in forme preesistenti, gli Archetipi, che possono diventare coscienti solo in un secondo momento e danno una forma determinata a certi contenuti psichici”.\nGli Archetipi, queste raffigurazioni collettive dell’incoscio, essendo ereditate, sono un patrimonio comune dell’umanità e si ritrovano nei miti e nelle leggende di tutti i popoli. Gli dei e le divinità dei pantheon stanno da sempre dietro le quinte del teatro del mondo e si manifestano come personalità che agiscono nei sogni e nelle fantasie. Nella vita ci possono essere tanti Archetipi, quante situazioni caratteristiche e li ritroviamo nei modelli tipici e riconoscibili del comportamento umano. Essendo gli Archetipi situati in zone profonde dell’inconscio collettivo, influenzano il comportamento dell’uomo senza che egli ne sia consapevole. Questo potenziale genetico archetipico col quale ognuno di noi viene al mondo, detemina il patrimonio di talenti e di capacità innate che ciascuno di noi possiede.\narchetipoCarl Gustav Jungconoscenzaconsapevolezzaconsapevolicoscienzadonnaessereevoluzionefantasieinconscioinconscio collettivomentenumerinumeropensierosogniuniversouomo


TestoGen è un booster di testosterone del tutto naturale che ha recentemente scoppiato sulla scena in un mercato sempre più affollato per questi oh-così-popolare integratori prestazioni maschili. Siamo impressionati con questo test-booster e con una miscela da parte di tutti gli ingredienti naturali nelle potenze di destra, questa recensione TestoGen vi mostrerà questo Testosterone è la prossima grande cosa.\nPer chi è nuovo al test-booster, parliamo in modo rapido sulla testosterone e la necessità di booster testosterone. Come un uomo età, il suo testosterone lentamente diminuire. Con gli uomini di tempo raggiungono l’età approssimativa di 35 anni, i sintomi del declino del testosterone sono di solito cominciano ad emergere. Inferiori ai livelli ottimali possono causare insonnia, aumento di peso, bassi livelli di energia, depressione, riduzione della massa muscolare, e abbassato la resistenza. L’effetto collaterale più inquietante di bassi livelli di testosterone è una libido ridotta.\nMolti uomini sono orgogliosi della loro libido e la loro capacità di svolgere in camera da letto, e tutto ciò che riguarda questo può essere molto sconvolgente. Fino a poco tempo fa, si pensava che ci fosse solo un modo per correggere questo problema: ormonale sostitutiva. Il problema è la sostituzione ormonale è molto costoso e viene fornito con un sacco di effetti collaterali … Quindi, che cosa si può fare per risolvere bassi livelli di testosterone? Non booster testosterone funzionano?\nSe si sceglie la destra booster di testosterone, si può essere assolutamente sicuri che il vostro problema bassi livelli di testosterone verrà risolto. In realtà, un booster di testosterone di alta qualità sarà effettivamente essere ancora più efficace rispetto ormonale sostitutiva. Testogen può aiutare gli uomini che soffrono di quello che viene spesso definito come “Low T”, consentendo loro di riprendere gli stili di vita attivi sono abituati a ed eseguire meglio sia in palestra e in camera da letto.\nGli ingredienti principali di Testogen sono: D-aspartico, Tribulus Terrestris, estratto di Ginseng, fieno greco, zinco, vitamina D, riboflavina, selenio, e colecalciferolo.\nTribulus Terrestris è noto anche come artiglio del diavolo. La ricerca ha dimostrato di aumentare i livelli di testosterone negli uomini, ed è stato utilizzato anche nella medicina asiatica per molti secoli. Tribulus Terrestris è anche un agente anti-infiammatorio ben noto e potente.\nEstratto di Ginseng viene estratto da una pianta radice ed è stato presentato come un afrodisiaco naturale. Ha la capacità di riaccendere la libido e portare a erezioni più forti. Inoltre, il ginseng è stata a lungo legata ad aiutare, naturalmente, aumentare i livelli di energia.\nIl selenio è un minerale traccia necessario che potenzia gli effetti di antiossidanti, quindi liberare il corpo di tossine. Quando le tossine vengono rimossi dal corpo, organi e ormoni funzionano più ottimale, compresa la produzione di testosterone.\nLo zinco è un minerale che molte persone non sono consapevoli che sono carenti in. E ‘anche un noto afrodisiaco e aiuta i corpi degli uomini per produrre più sperma. Inoltre, zinco può aumentare il testosterone, e quindi la libido.\nVitamina D , colecalciferolo , è una componente molto importante del Testogen prodotto. Esso impedisce la conversione del testosterone in estrogeni troppo rapidamente nel corpo. Ciò si traduce in tutti i vantaggi che il testosterone ottimale fornisce.


Lavoro Sales - Agenti - Commerciali L'aquila - Bachecaaffari.it\n» Sales - Agenti - Commerciali\nAnnunci e offerte di lavoro L'aquila\nLa categoria Lavoro L'aquila di bachecaaffari.it è la sezione dedicata agli annunci gratuiti sia per chi sta cercando lavoro che per le aziende in cerca di personale. Se cerchi lavoro puoi consultare le offerte di lavoro L'aquila suddivise per settore o inserire il tuo curriculum vitae o la tua richiesta di lavoro per farti contattare direttamente dalle aziende. Pubblicare un offerta di lavoro L'aquila o consultare i curriculum vitae pubblicati sono servizi gratuiti sia per le aziende che per i candidati.\nCONSULENTE COORDINATORE RETE VENDITA ABRUZZO\nGlik Srl ÃƒÂ¨ un'azienda strutturata, partner di TIM e GOOGLE e operante su tutto il territorio nazionale nel settore della consulenza commerciale business. Gli elevati standard qualitativi e le eccellenti performances di vendita conseguiti fino ...


[ AIUTI & INFO ] INFO, DUBBI, AIUTI in GENERALE (no modding) GALAXY ALPHA (SM-G850F) - Samsung Galaxy Alpha (G850F) - P27 - Androidiani\nVisualizzazione dei risultati da 261 a 270 su 327\n21-08-15 22:45 #261\nCome versatilità e fluidità Alpha fa le scarpe a quasi tutti gli altri smartphone della stessa fascia. Potresti valutare lo Z3c di Sony, ma ti chiedo la gentilezza di informarti nell'apposita sezione menzionata qualche post fa.\n26-08-15 21:40 #262\nio continuo a riscontrare anomalie sull'utilizzo del gps....se accendo solo il gps continua a lampeggiare e dice "ricerca gps in corso"\nMa c'è qualche impostazione da settare per caso? Non capisco perchè fa cos'\nHo provato a scaricare gps helper. Vediamo se funziona.\nUltima modifica di jkm; 26-08-15 alle 22:06\n24-09-15 12:29 #263\nDomani avrò tra le mani questo smartphone da provare per qualche giorno prima di un eventuale acquisto.\nMi hanno assicurato che è già installato lollipop, ma mi chiedevo se faccio un hard-reset (essendo uno smartphone usato preferirei cancellare tutte le cose ed applicazioni che sono girate prima) poi mi ritroverò di nuovo lollipop o una versione precedente di android?\n24-09-15 12:42 #264\nOriginariamente inviato da mitnal\nmi chiedevo se faccio un hard-reset (essendo uno smartphone usato preferirei cancellare tutte le cose ed applicazioni che sono girate prima) poi mi ritroverò di nuovo lollipop o una versione precedente di android?\nfacendo un ripristino di fabbrica, il firmware rimane quello che hai al momento del ripristino (nel tuo caso con lollipop)...\n24-09-15 14:00 #265\n25-09-15 17:58 #266\nCiao a tutti, sono nuovo in questo forum, volevo chiedere se qualcuno poteva aiutarmi con il seguente messaggio che appare sul Samsung Galaxy Alpha della mia collega "Tipo di tag NFC non supportato" cosa significa?\n25-09-15 18:16 #267\nUsa accessori particolari/diversi da quelli usciti dalla confezione?\n25-09-15 18:19 #268\nChe non supporta quel tipo di tag ...\ncerca "nfc tag supportati" e ne saprai di più .... purtroppo come sempre non tutti gli nfc supportano tutti i tag e un po come i protocolli bluetooth !\n28-09-15 10:48 #269\nHo chiesto alla mia collega, mi dice che non ha usato nulla di diverso dalla confezione originale, l'unica cosa è l'alimentatore del suo tablet che va bene però col telefono, credo che, quindi, non c'entri nulla.\n13-10-15 15:57 #270\nScusa AndroSolo ma dove devo cercare "nfc tag supportati"? Grazie


Dimissioni Hulot, Greenpeace: «Scelta coraggiosa, Macron deve smettere di dare precedenza a interessi multinazionali» - Greenpeace Italia\nDimissioni Hulot, Greenpeace: «Scelta coraggiosa, Macron deve smettere di dare precedenza a interessi multinazionali»\n«Sfortunatamente abbiamo perso un anno cruciale nella lotta ai problemi ambientali. E questa estate ha dimostrato, ancora una volta, la portata senza precedenti dei cambiamenti climatici. Nicolas Hulot ha finalmente preso la coraggiosa scelta di abbandonare un governo di cui non vuole più essere l’etichetta verde. Hulot è stato in pratica condannato ad essere senza poteri e a difendere le contraddizioni di un presidente che rifiuta la transizione energetica e ambientale.\nEmmanuel Macron deve prima di tutto cambiare la sua visione, migliorando radicalmente i suoi obiettivi e smettendola di dare la precedenza agli interessi delle industrie e delle multinazionali. La protezione dell’ambiente è una precondizione necessaria per tutte le misure sociali ed economiche. Senza una profonda trasformazione delle nostre società in campi come l’energia, i trasporti e il cibo, noi non saremo capace di combattere i cambiamenti climatici», conclude.\nDi Luca Iacoboni 12 Luglio 2019\nCosì abbiamo resistito 12 giorni davanti ad una piattaforma petrolifera di BP\nGli attivisti di Greenpeace ostacolano le trivellazioni della piattaforma petrolifera BP al largo delle coste scozzesi\nGli attivisti di Greenpeace in azione contro il governo italiano


Licenziatario Engel & Völkers Paris / Blog / Idee e consigli per il vostro home theatre\nIdee e consigli per il vostro home theatre\nScritto da Engel & Völkers il 30/09/15\nChe siano i popcorn, il grande schermo o la poltrona confortevole, guardare un film come se si fosse al cinema è un desiderio di molti, oggi più che mai. Allo stesso tempo, anche la richiesta di nuove esperienze visive nelle mura domestiche è notevolmente aumentata, grazie anche al progresso tecnologico. Un home theatre, realizzato sulla base delle proprie esigenze, offre dunque ai cinefili l’opportunità di guardare un film comodamente a casa propria. Noi vi spieghiamo come.\nIl primo passo da fare per realizzare un perfetto home theatre, è pianificare ogni dettaglio, dal budget alle particolarità del sistema, incluse l’attrezzatura e lo spazio.\nTrovate il giusto spazio nella vostra casa\nQuando cercate lo spazio più adatto (dimensioni ideali 4x6 metri) per il vostro home theatre, non dimenticare di tenere in considerazione in particolare le stanze più lontane dalle camere da letto o dal salotto. Una cantina o una camera degli ospiti più grande, magari in mansarda, sono a tal fine particolarmente adatte. E’ importante, inoltre, che la stanza prescelta si trovi nei pressi delle camere più frequentate, in modo che il volume del proprio home theatre non disturbi gli altri inquilini della casa.\nDefinite le giuste dimensioni dello schermo\nIl vostro home theatre funzionerà perfettamente solo se sarete in grado di adattare allo spazio la posizione e la dimensione dello schermo. A differenza della TV, un maxi schermo è in grado di includere direttamente il campo visivo, dunque ciò che noi vediamo senza muovere la testa. Pensate dunque con attenzione alle dimensioni e al formato dello schermo (l’opzione migliore è 16:9), prima di procedere con ulteriori modifiche.\nAssicuratevi la migliore protezione antirumore\nPavimento, soffitto e muri esterni devono essere perfettamente isolati (isolamento minimo R30), così come le pareti esterne, che necessitano anch’esse di coibentazione (R11), così da schermare all’esterno effetti particolarmente fragorosi, come le esplosioni nei film. Utilizzate inoltre pareti in cartongesso all’interno dello spazio per assorbire ulteriore volume.\nImpostate il sistema audio\nPer la sonorizzazione del vostro home theatre, scegliete un sistema dolby sorround 7.1, composto da un Subwoofer e sette Channel Speaker, installati in diverse posizioni:\n- Una cassa al centro, davanti o dietro lo schermo\n- Due casse a sinistra e a destra posizionate lateralmente allo schermo, all’altezza delle orecchie\n- Due casse ai lati della stanza all’altezza della seduta centrale\n- Due casse sulla parete posteriore (di fronte allo schermo).\nUn sistema di tipo 9.1 è un must per gli amanti del suono di qualità. In questo sistema vanno installate due casse sul soffitto per riprodurre effetti particolari, come ad esempio il suono degli elicotteri nei film.\nInstallate un video proiettore\nQuando installate un video proiettore, ricordate di impostare un’interfaccia apposita per il telecomando, in modo da poter accendere e spegnere il vostro schermo direttamente e comodamente dalla vostra poltrona. Un proiettore di alta qualità (es. LCD) dev’essere in grado di visualizzare una perfetta risoluzione nell’area centrale di inquadratura. E’ necessario inoltre che i supporti di cablaggio siano stabili e i cavi siano ben nascosti in modo da creare una perfetta atmosfera da cinema.\nPer creare l’atmosfera adatta al vostro home theatre, è necessario progettare in modo attento l’impianto di illuminazione, con corpi illuminanti sul soffitto e sulle pareti (per esempio spot alogeni). Posizionate le luci in modo tale da poterle accendere/spegnere con un telecomando o modificarne l’intensità con un dimmer. Coprite eventualmente il soffitto o le pareti con tende scure ed evitate superfici riflettenti, in modo da creare così le ottimali condizioni visive e di luce.\nRealizzate un arredamento personalizzato\nQuale che sia l’estetica del vostro home theatre, le tipiche sedie, meglio se disposte su due file, sono irrinunciabili per creare una vera atmosfera del tutto simile a quella del cinema. Ricordate, in fase di progettazione, di sopralevare la prima fila. Potete inoltre, per un maggiore comfort, dotare le poltrone di porta bicchieri e lasciare spazio a sufficienza per le gambe.\nDisponete l’arredamento circostante del vostro home theatre secondo i vostri gusti. In base al budget e alla vostra creatività, potete ricreare un look retrò o futurista. Se poi siete alla ricerca di un immobile che vi offra le condizioni ottimali per realizzare il vostro personalissimo home theatre o che ne abbia uno già incorporato, ricordatevi di rivolgervi a Engel & Völkers, che dispone di una vasta gamma di proprietà in tutto il mondo.


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