DE10040413A1 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetzteil - Google Patents\nSchaltungsanordnung zur Erzeugung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetzteil\nDE10040413A1 DE2000140413 DE10040413A DE10040413A1 DE 10040413 A1 DE10040413 A1 DE 10040413A1 DE 2000140413 DE2000140413 DE 2000140413 DE 10040413 A DE10040413 A DE 10040413A DE 10040413 A1 DE10040413 A1 DE 10040413A1\nDE10040413B4 (de )\nEs wird eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetzteil, welches einen Übertrager (Tr) mit zumindest einer Primärwicklung (w¶P¶) sowie mit zumindest einer Sekundärwicklung (w¶S¶) aufweist, vorgestellt, welche einen gesteuerten Leistungsschalter (T¶1¶), der in Serie mit der Primärwicklung (w¶P¶) an einer Eingangsgleichspannung (V¶In¶) liegt, eine Ansteuerschaltung (A) zum getakteten Ein- und Ausschalten des Leistungsschalters (T¶1¶) in einem Takt mit einer Taktfrequenz (f), eine Strommesseinrichtung (M, R¶sense¶) zur Messung der Stromstärke (I¶sense¶) durch den Leistungsschalter (T¶1¶) und zur Erzeugung eines Messsignals (S¶sense¶), welches ein Maß für die gemessene Stromstärke (I¶sense¶) ist, eine Referenzsignalquelle (Q) zur Erzeugung eines Referenzsignals (S¶ref¶), wobei das Referenzsignal (S¶ref¶) ein zeitunabhängiges konstantes Referenzsignal (S¶0¶) ist, eine Vergleicherschaltung (V) zum Vergleichen des Messsignals (S¶sense¶) mit dem Referenzsignal (S¶ref¶) und zur Signalisierung der Ansteuerschaltung (A) zum Abschalten des Leistungsschalters (T¶1¶), wenn das Messsignal (S¶sense¶) größer als das Referenzsignal (S¶ref¶, U¶ref¶) ist, aufweist, wobei der Referenzsignalquelle (Q) eine Kompensationssignalquelle (Q') zur Erzeugung eines zeitlich veränderlichen Kompensationssignals (S¶Komp¶) zugeordnet ist, so dass sich das Referenzsignal (S¶ref¶) aus der Summe des konstanten Referenzsignals (S¶0¶) und dem ...\nDie Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetzteil, welches einen Übertrager mit mindestens einer Primärwicklung sowie mit zumindest einer Sekundärwicklung aufweist gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.\nSolche bekannten Schaltungsanordnungen, von denen die Erfin dung ausgeht, sind aus dem Stand der Technik mit einer Viel zahl von Abwandlungen bekannt. Man vergleiche hierzu bei spielsweise "U. Tietze und Ch. Schenk, Halbleiterschaltungs technik, 10. Auflage, Springer Verlag, Berlin Heidelberg, New York, 1993, Seiten 456 ff". Sie basieren im Wesentlichen auf einem gesteuerten Leistungsschalter, der in Serie mit der Primärwicklung an einer Eingangsgleichspannung liegt. Die Schaltungsanordnung weist fernerhin eine Ansteuerschaltung zum getakteten Ein- und Ausschalten des Leistungschalters in einem Takt mit einer Taktfrequenz auf, eine Strommesseinrich tung zur Messung des Stroms durch den Leistungsschalter und Erzeugung eines Messsignals, welches ein Maß für den gemesse nen Strom ist, eine Referenzsignalquelle zur Erzeugung eines Referenzsignals, wobei das Referenzsignal ein zeitunabhängi ges konstantes Referenzsignal ist und eine Vergleicherschal tung zum Vergleichen des Messsignals mit dem Referenzsignal, wobei die Vergleicherschaltung dazu dient, der Ansteuerschal tung zu signalisieren, den Leistungschalter abzuschalten, wenn das Messsignal größer als das Referenzsignal ist.\nDie Arbeitsweise eines solchen Schaltnetzteils ergibt sich prinzipiell wie folgt:\nDie Regelung der Ausgangsspannung des Schaltnetzteiles ba siert auf der Auswertung des durch den Leistungsschalter fließenden Strom: Ein Schaltimpuls der Ansteuerschaltung schaltet zunächst den Leistungsschalter ein. Aufgrund der Induktivität der Primärwicklung des Übertragers, welche in Reihe zu dem gesteuerten Leistungsschalter liegt, steigt die Stromstärke des Stroms, welcher durch den Leistungs schalter fließt, im Wesentlichen linear an. Erreicht die Stromstärke einen bestimmten Wert, so schaltet die Ansteuer schaltung den Leistungsschalter wieder aus.\nWichtig dabei ist, dass die Stromstärke des Stroms durch den Leistungsschalter einen Maximalwert nicht überschreitet. Der zulässige Maximalwert der Stromstärke ist von der jeweiligen Anwendung, d. h. von der anliegenden Eingangsspannung sowie von der sekundärseitig an dem Übertrager anliegenden Last abhängig. Wird der Maximalwert der Stromstärke überschrit ten, so führt dies zu einer hohen unerwünschten Regelabwei chung der Ausgangsspannung. Im ungünstigsten Fall kann die Überschreitung des Maximalwertes der Stromstärke durch den Leistungsschalter denselben thermisch überlasten und zerstö ren. Weiterhin kann die überhöhte Ausgangsspannung auf der Sekundärseite des Übertragers die elektrische Versorgung der Last stören oder gar zu einer Zerstörung derselben führen.\nDas Signal für die Ansteuerschaltung zum Abschalten des Lei stungsschalters wird in der Regel dadurch erzeugt, dass mit Hilfe einer Strommesseinrichtung die Stromstärke des Stroms durch den Leistungsschalter gemessen wird. Dabei wird ein Messsignal erzeugt, welches ein Maß für die gemessene Stromstärke des Stroms durch den Leistungsschalter ist. Die ser Momentanwert wird mit einem zeitunabhängigen konstanten Referenzsignal verglichen, welches von der oben angegebenen Referenzsignalquelle bereitgestellt wird. Ist das Messsignal höher als dieses bereitgestellte Referenzsignal, so signali siert diese Vergleicherschaltung der Ansteuerschaltung, dass diese den Leistungsschalter abschalten kann.\nBei solchen stromgesteuerten Schaltnetzteilen ist die An stiegsgeschwindigkeit der Stromstärke des Stromes durch die Primärwicklung des Übertragers und der Leistungsschalter - wie oben bereits angedeutet wurde - abhängig vom jeweili gen Betriebszustand (Betriebsspannung, Last) der Anwendungs schaltung.\nDies bedeutet insbesondere, dass eine höhere Eingangsgleich spannung eine höhere Anstiegsgeschwindigkeit der Stromstärke bewirkt. Des weiteren bedeutet eine größere Last (höhere Aus gangsleistung, geringerer ohmscher Widerstand der Last) eben falls eine höhere Anstiegsgeschwindigkeit der Stromstärke des primärseitigen Stromes durch Primärwicklung und Leistungs schalter.\nSowohl die Vergleicherschaltung als auch die Ansteuerschal tung mit ihren integrierten Schaltungsblöcken arbeiten mit schaltungstechnisch bedingten Laufzeiten. Erreicht das Mess signal, welches ein Maß für die gemessene Stromstärke des ge messenen primärseitigen Stroms den Wert des Referenzsignals der Referenzsignalquelle, so schaltet die Ansteuerschaltung den Leistungsschalter erst nach Ablauf dieser Signal-Lauf zeiten (Gatterlaufzeiten) durch diese Schaltungsblöcke ab. Während dieser Laufzeiten steigt die primärseitige Stromstär ke weiter linear an.\nDie Zunahme der Stromstärke während dieser Laufzeiten ist da bei abhängig von der Anstiegsgeschwindigkeit der Stromstärke, d. h. vom jeweiligen Betriebszustand der Anwendungsschaltung, also von Eingangsspannung und Ausgangsleistung. Bei geringer Eingangsspannung und geringer Ausgangsleistung ist die An stiegsgeschwindigkeit der primärseitigen Stromdichte gering und somit auch die Stromstärkenzunahme während dieser Lauf zeiten. Die Regelabweichung bleibt also gering und eine Über schreitung des Maximalwertes, welche zu einer thermischen Über last und einer Zerstörung des Leistungschalters und/oder der Last führen könnte, ist ausgeschlossen. Bei einer schnel len Anstiegsgeschwindigkeit ist die Stromstärkenänderung wäh rend der schaltungstechnisch bedingten Laufzeiten groß. In einem solchen Fall ist somit auch die Regelabweichung groß. In diesem Fall kann die Überschreitung des Maximalwertes der Stromstärke den Leistungsschalter bzw. die Last thermisch sehr leicht überlasten und zerstören.\nGemäß dem Stand der Technik wird die Zerstörung des Schalt teiles und/oder der Last dadurch verhindert, dass die Bauele mente auf die maximal zu erwartende Leistung bei Überlast di mensioniert werden.\nDer Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, die Schal tungsanordnung zur Erzeugung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetzteil derart weiterzubilden, dass die von der primärseitigen Stromanstiegsgeschwindigkeit ab hängige Regelabweichung minimiert wird.\nDiese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung zur Erzeu gung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetz teil, welches einen Übertrager mit zumindest einer Primär wicklung sowie mit zumindest einer Sekundärwicklung aufweist, mit den Merkmalen des kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 erfindungsgemäß gelöst.\nVorteilhafte Ausführungen und Weiterbildungen in der Erfin dung sind in den Unteransprüchen angegeben.\nDer wesentliche Gedanke der Erfindung besteht darin, die Laufzeiten durch Vergleicherschaltung und Ansteuerschaltung auf geeignete Weise zu kompensieren. Zu diesem Zweck sieht die Erfindung vor, dass der Referenzsignalquelle eine Kompen sationssignalquelle zur Erzeugung eines zeitlich veränderli chen Kompensationssignals zugeordnet ist, in der Weise, dass sich das Referenzsignal aus der Summe des zeitlich konstanten Referenzsignals und dem Kompensationssignal ergibt. Das zeit lich konstante Referenzsignal und das zeitlich veränderliche Kompensationssignal sind dabei so zu wählen, dass das Refe renzsignal nach dem Einschalten des Leistungsschalters bis zur Signalisierung zum Abschalten des Leistungsschalters zu nimmt. Ist die Anstiegsgeschwindigkeit der Stromstärke des primärseitigen Stroms durch Primärwicklung und Leistungs schalter klein, so wird das zugehörige Messsignal erst nach längerer Zeit größer als das Referenzsignal. Das Signal zur Abschaltung des Leistungsschalters wird also erst sehr spät an die Ansteuerschaltung übermittelt. Ist demgegenüber die Anstiegsgeschwindigkeit der primärseitigen Stromstärke sehr groß, so wird das Messsignal, welches ein Maß für die gemes sene primärseitige Stromdichte ist, schon zu einem frühen Zeitpunkt größer sein, als der Wert des Referenzsignals. Die Signalisierung zum Abschalten des Leistungsschalters an die Ansteuerschaltung erfolgt also bereits zu einem sehr frühen Zeitpunkt. Da der während dieser Laufzeiten erfolgende Strom anstieg weiterhin mit großer Geschwindigkeit erfolgt, ist aufgrund der frühzeitigen Signalisierung ein rechtzeitiges Abschalten des Leistungsschalters möglich, ohne dass der zu lässige Maximalwert der Stromstärke in unerwünschter Weise überschritten wird. Bei geeigneter Auslegung des konstanten Referenzsignals und des zeitlich veränderlichen Kompensati onssignals ist eine im Wesentlichen von der Anstiegsgeschwin digkeit der primärseitigen Stromstärke unabhängige Regelab weichung der Ausgangsspannung möglich.\nIn einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der Erfin dung ist vorgesehen, dass der gesteuerte Leistungsschalter ein MOS-Feldeffekttransistor ist. Da das Hauptziel der Ver meidung einer unerwünschte Regelabweichung der Ausgangsspan nung die Reduzierung einer thermischen Überlast darstellt, ist ein spannungsgesteuerter und somit leistungsarm ansteuer barer (Feldeffekt-)Transistor gegenüber einem stromgesteuer ten (Bipolar-)Transistor zu bevorzugen. Ein solcher Feldef fekttransistor hat weiterhin den Vorteil, dass eine Dimensio nierung auf beliebige Leistungen technologisch sehr einfach möglich ist.\nIn einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass das Messsignal ein Strommessspannungs signal ist. Ein solches Spannungssignal zur Messung der pri märseitigen Stromstärke lässt sich sehr einfach mit Hilfe ei nes Strommesswiderstandes erzeugen, welcher im Primärkreis bestehend aus Primärwicklung und Leistungsschalter liegt.\nDie Vergleicherschaltung ist dann sehr einfach mit Hilfe eines gemäß dem Stand der Technik bekannten herkömmlichen Komparators (current-sense-comparator) realisierbar.\nErfindungsgemäß ist vorgesehen, dass das Referenzsignal nach dem Einschalten des Leistungsschalters den Wert des konstan ten Referenzsignals annimmt und bis zur Signalisierung zum Abschalten des Leistungsschalters zunimmt, bis es spätestens nach dem Abschalten des Leistungsschalters wieder auf den An fangswert des konstanten Referenzsignals absinkt. Das Refe renzsignal stellt somit ein im Wesentlichen periodisches Sig nal dar, welches im Takt des Ein- und Ausschalten des Leis tungsschalters mit dessen Taktfrequenz schwingt. Da zur An steuerung des Leistungsschalters ohnehin ein solches periodi sches Taktsignal vorhanden ist, ist ein solches alternieren des Referenzsignal auf einfache Weise erzeugbar. Das Absinken des Referenzsignals am Ende eines Takts auf den Anfangswert, welcher dem Wert des konstanten Referenzsignals entspricht, stellt sicher, dass definierte Schaltvorgänge stattfinden.\nErfindungsgemäß ist vorgesehen, dass das Kompensationssignal nach dem Einschalten des Leistungsschalters ein exponentiell ansteigendes, ein linear ansteigendes, ein quadratisch an steigendes oder ein nach einer Potenzfunktion ansteigendes Signal ist. Zum einen sind solche Signalverläufe sehr einfach mit Hilfe der herkömmlichen Schaltungstechnik realisierbar, zum anderen ermöglichen sie eine einfache Anpassung an jeden speziellen Anwendungsfall.\nZu diesem Zweck sieht die Erfindung weiterhin vor, dass das konstante Referenzsignal und/oder der Verlauf des Kompensa tionssignals (von außen) einstellbar sind, ohne dass die ge samte Schaltungsanordnung verändert werden muss.\nEine Einstellbarkeit "von außen" bedeutet nicht nur, dass bei einer als integrierter Schaltung realisierten erfindungsgemä ßen Schaltungsanordnung ein Pin zur Verfügung steht, an dem das Referenzsignal einstellbar ist. Einstellbarkeit "von au ßen" bedeutet auch, dass das Referenzsignal bei der sogenann ten Scheibenmessung eingestellt wird, indem interne Wider stände durch sogenannte "Zener-Zap" parallelgeschaltet wer den. Von außen bedeutet also eine "automatische" Einstellung aufgrund der Eingangsspannung und/oder der Last.\nDies ermöglicht eine großtechnische Fertigung, aber dennoch eine individuelle Anpassung an den Anwendungsfall.\nEine besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung sieht vor, dass die Kompensationssignalquelle ein Differenz verstärker ist. Der nichtinvertierende Eingang dieses Refe renzverstärkers ist über einen ohmschen Widerstand auf Be zugspotential geführt. Über einen weiteren ohmschen Wider stand wird eine konstante Refenzspannung, welche bereits bei einer Schaltungsanordnung gemäß dem Stand der Technik vorhan den ist, auf den nichtinvertierenden Eingang geführt. Weiter hin wird dem nichtinvertierenden Eingang über einen ohmschen Widerstand eine im Takt mit der Taktfrequenz alternierendes Frequenzsignal zugeführt. Der invertierende Eingang des Dif ferenzverstärkers liegt über einem ohmschen Widerstand auf Bezugspotential. Der Ausgang des Differenzverstärker ist auf den invertierenden Eingang über einen ohmschen Koppelwider stand rückgekoppelt. An den Ausgang des Differenzverstärkers schließt sich ein ohmscher Ausgangswiderstand an, welcher wiederum über einen Ausgangskondensator auf Bezugspotential liegt. Am Knotenpunkt zwischen Ausgangswiderstand und Aus gangskondensator ist die Referenzspannung abgreifbar. Die Re ferenzspannung ist ein sägezahnartiges Signal, welches sich im Takt mit der Taktfrequenz periodisch wiederholt. Als vor teilhaft ist hierbei einerseits anzusehen, dass es auf sehr einfache Weise erzeugt werden kann und zum anderen, wie in dem nachfolgenden Beispiel weiter erläutert wird, auf jeden Anwendungsfall anpassbar ist.\nIn einer dazu alternativen Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Kompensationssignalquelle ein Differenzverstärker ist. Der nichtinvertierende Eingang dieses Differenzverstär kers liegt in einer bevorzugten Ausführungsform über einen ohmschen Widerstand auf Bezugspotential. Weiterhin wird die sem nichtinvertierendem Eingang eine konstante Referenzspan nung über einen ohmschen Widerstand zugeführt. Ferner liegt der nichtinvertierende Eingang über einen ohmschen Wider stand mit Hilfe eines zu dem ohmschen Widerstand in Serie liegenden Bipolartransistors, dessen Basis mit Hilfe eines Taktspannungsignals angesteuert wird im Takt mit der Taktfre quenz des Taktspannungsignals auf Bezugspotential. Der inver tierende Eingang des Differenzverstärkers liegt über einen ohmschen Widerstand auf Bezugspotential. Der Ausgang des Differenzverstärkers ist auf den invertierenden Eingang über einen ohmschen Koppelwiderstand rückgekoppelt. An einem an dem Ausgang anschließenden ohmschen Ausgangswiderstand ist eine Referenzspannung abgreifbar, wobei der Ohmsche Ausgangs widerstand über einen Ausgangskondensator auf Bezugspotential liegt. Diese Ausgestaltung der Erfindung stellt wie die vo rangehende Ausgestaltung der Erfindung eine sehr einfach zu realisierende Schaltungsanordnung dar, welche alle Anforde rungen an das zu erzeugende Referenzspannungssignal erfüllt.\nIn einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der Erfin dung ist vorgesehen, dass die gesamte Schaltungsanordnung in einem Schaltnetzteilcontroller integriert ist. Eine solche Realisierung als integrierter Schaltkreis (integrated circu it) bietet sich insbesondere zur großtechnischen Serienpro duktion an.\nDarüber hinaus ist vorgesehen, dass die Strommesseinrichtung und insbesondere der Strommesswiderstand extern angeordnet ist. Die externe Anordnung erlaubt es, den Mess- und Regelbe reich auf den jeweiligen Anwendungsfall abzustimmen. Insbe sondere dann ist die externe Abstimmbarkeit auf die jeweilige Primärstromstärke durch einen einfachen Austausch der Strom messeinrichtung (Strommesswiderstand mit anderem ohmschen Wi derstandswert) von Vorteil, wenn der Schaltnetzteilcontroller bei stark unterschiedlichen Eingangsspannungen und stark un terschiedlichen Ausgangsleistungen eingesetzt wird.\nIn einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der Erfin dung ist vorgesehen, dass die Schaltungsanordnung oder der Schaltnetzteilcontroller zur Erzeugung eines Schaltsignals für einen Flybackconverter herangezogen wird. Es ist sowohl der Einsatz bei einem festfrequenten als auch bei einem qua siresonanten Flybackconverter vorgesehen. Auch der Einsatz zur Schaltsignalerzeugung für einen Forwardconverter und ei nem Boostconverter ist möglich. Alle diese Ausführungsbei spiele der Erfindung zielen auf eine modulare universell ein setzbare Bauweise ab. Es ist vorgesehen, nur diejenigen Bau teile extern anzuordnen, welche zur Einstellung des Referenz signals bzw. zur Wahl des Messbereichs der Strommesseinrich tung zwingend erforderlich sind.\nDie Erfindung samt anderen Vorteilen ist im Folgenden anhand beispielhafter Ausführungsformen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. Es zeigen:\nFig. 1 eine Schaltungsanordnung eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteilcontrollers mit Leistungsschalter\n- Ansteuerung eines Eintakt-Sperrwandlers -,\nFig. 2 eine Schaltungsanordnung eines Schaltnetzteilcont rollers mit Leistungsschalter und internem Oszilla tor\n- Ansteuerung eines Schaltnetzteils nach dem Prin zip eines festfrequenten Flybackcontrollers im Current-Mode-Betrieb -,\nFig. 3 eine Schaltungsanordnung eines Schaltnetzteilcont rollers mit Leistungsschalter\n- Ansteuerung eines Schaltnetzteils nach dem Prin zip eines freischwingenden Flybackcontrollers im Current-Mode-Betrieb -,\nFig. 4 eine Schaltungsanordnung eines Schaltnetzteilcont rollers mit Leistungsschalter und internem Oszilla tor\n- Ansteuerung eines Schaltnetzteils nach dem Prin zip eines Forward-Controllers im Current-Mode- Betrieb -,\nFig. 5 eine Schaltungsanordnung eines Schaltnetzcontrol lers mit Leistungsschalter\n- Stand der Technik -,\nFig. 6 Abschaltung des Leistungsschalters gemäß dem Stand der Technik\na) bei langsamem Stromanstieg im Leistungsschalter,\nb) bei schnellem Stromanstieg im Leistungsschalter,\nFig. 7 eine Schaltungsanordnung eines Schaltnetzteilcont rollers mit Leistungsschalter\n- erfindungsgemäß -,\nFig. 8 Leistungsschalterabschaltung gemäß der Erfindung:\nFig. 9 eine Referenzsignalquelle gemäß der Erfindung,\nFig. 10 erfindungsgemäßer Schaltnetzteilcontroller\nb) zeitliche Zuordnung der internen Steuersignale,\nFig. 11 maximale Stromstärke durch den Leistungstransistor bei unterschiedlicher Last in einem erfindungsgemä ßen Schaltnetzteilcontroller nach Fig. 10 (Messparameter: Rsense = 2.04 Ω , f = 91.4 kHz).\nDie Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schaltnetzteils. Im Beispiel ist das Schaltnetzteil ein einfacher Eintakt-Sperrwandler.\nDieser einfache Sperrwandler besteht aus einem Übertrager Tr mit Primärwicklung wP und Sekundärwicklung wS. In Reihe zu der Primärwicklung wP liegt ein getakteter Leistungsschalter T1. An den beiden Klemmen "+" und "-" dieses Primärkreises liegt eine Eingangsgleichspannung VIn an. Üblicherweise liegt der Wert dieser Eingangsgleichspannung VIn im Bereich zwi schen wenigen Volt bis 400 Volt.\nDer Sekundärwicklung wS sind eine (Gleichrichter-)Diode Ds1 und ein Lade- bzw. Glättungskondensator Cs1 nachgeschaltet. An den entsprechenden Klemmen ist die Ausgleichspannung Vout abgreifbar.\nDie Erzeugung des Schaltsignals erfolgt in der Regel mit Hil fe zweier Module: einem Pulsweitenmodulator und einem Regler mit Spannungsreferenz. Die Funktionsweise und Beschaltung ist beispielsweise in dem Buch "Halbleiterschaltungstechnik von U. Tietze und Ch. Schenk, 10. Auflage, Springer-Verlag, Ber lin, Heidelberg, New York, 1993, Seite 566 ff", beschrieben.\nIn dem vorliegenden Beispiel gemäß Fig. 1 ist das Modul zum getakteten Ein- und Ausschalten des Leistungsschalter T1 als Ansteuerschaltung A bezeichnet. Der Signalgeber, welcher der Ansteuerschaltung A das Signal zum Abschalten des Leistungs schalters T1 gibt ist als Vergleicherschaltung V bezeichnet. Im Primärkreis, bestehend aus Primärwicklung wP und Leis tungsschalter T1, ist weiterhin eine Strommesseinrichtung M, vorgesehen zur Messung der Stromstärke Isense durch den Leis tungsschalter T1 und zur Erzeugung eines Messsignals Ssense welches ein Maß für die gemessenen Stromstärke Isense ist.\nDieses Messsignal Ssense, welches im Beispiel direkt proporti onal zur Stromstärke Isense durch den Leistungsschalter T1 ist, wird der Vergleicherschaltung V zugeführt. In der Vergleich erschaltung V wird das Messsignal Ssense mit einem Referenz signal Sref verglichen, welches von einer Referenzsignalquelle Q bereitgestellt wird.\nGemäß dem Stand der Technik ist das Referenzsignal Sref ein konstantes, zeitunabhängiges Signal. Im Beispiel wird dieses konstante (zeitunabhängige) Referenzspannungssignal mit dem Bezugszeichen S0 gekennzeichnet.\nSolange das Messsignal Ssense kleiner ist als das Referenzsig nal Sref bleibt der Leistungsschalter T1 geschlossen. Über steigt das Messsignal Ssense den Wert des Referenzsignals Sref, signalisiert die Vergleicherschaltung V der Ansteuerschaltung A den Leistungsschalter T1 zu öffnen. Dieser Vorgang wieder holt sich im Takt einer in der Regel von der Ansteuerschal tung A vorgegebenen Taktfrequenz f.\nAufgrund der Serienschaltung der durch die Primärwicklung wP des Übertragers Tr gebildeten Induktivität und dem Leistungs schalter T1 steigt die Stromstärke Isense im Primärkreis line ar an. Das Messsignal Ssense steigt ebenso an bis es den Wert des Referenzsignals Sref überschreitet und die Vergleicher schaltung V der Ansteuerschaltung A das Abschalten des Leis tungsschalters T1 signalisiert.\nErfindungsgemäß ist der Referenzsignalquelle Q eine Kompensa tionssignalquelle Q' zur Erzeugung eines zeitlich veränderli chen Kompensationssignals SKomp zugeordnet. Das Referenzsignal Sref ergibt sich, wie in der Zeichnung dargestellt ist, aus der Summe des konstanten Referenzsignals S0 und dem Kompensa tionssignal SKomp. Das Kompensationssignal SKomp steigt erfin dungsgemäß während eines Taktzyklus' nach Einschalten des Leistungsschalters T1 bis zur Signalisierung zum Abschalten des Leistungsschalters T1 an.\nIn den vorliegenden Beispielen gemäß den Fig. 1, 2, 3 und 4 wird die Kombination aus Ansteuerschaltung A, Vergleicher schaltung V, Referenzsignalquelle Q und Kompensationssignal quelle Q' als Pulsweitenmodulationscontroller A' bezeichnet. Es ist beispielhaft vorgesehen, dass dieser Pulsweitenmodu lationscontroller A' zusammen mit dem Leistungsschalter T1 als Schaltnetzteilcontroller IC realisiert ist.\nIn den Fig. 2, 3 und 4 sind solche Schaltnetzteilcontrol ler IC mit Leistungsschalter T1 in eine Reihe von Schaltungs anordnungen zur Ansteuerung unterschiedlicher Schaltnetzteile integriert. Die Schaltnetzteilcontroller IC bzw. die Pulswei tenmodulationscontroller A' sind durch entsprechende Schal tungsanordnungen gemäß dem Stand der Technik bzw. gemäß der Erfindung beliebig austauschbar.\nDie Fig. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung eines Schaltnetz teilcontrollers IC mit Leistungsschalter und internem Oszil lator zur Ansteuerung eines Schaltnetzteiles nach dem Prinzip eines festfrequenten Flybackcontrollers im Current-Mode- Betrieb. Ein solcher festfrequenter Flybackcontroller basiert auf einem Übertrager Tr mit einer Primärwicklung wP und zwei Sekundärwicklungen wS und wS''. Die Primärwicklung wp ist wie in dem vorangegangenen Beispiel nach Fig. 1 in Serie mit einem gesteuerten Schalter, welcher im Beispiel als MOSFET-Leistungstransistor T1 ausgebildet ist, und einer Strommess einrichtung, welche im Beispiel als Messwiderstand Rsense aus gebildet ist, angeordnet. Der Messwiderstand Rsense, über dem die zur Stromstärke Isense proportionale Strommessspannung Usense abfällt, ist im Beispiel extern angeordnet. An den Klemmen "+" und "-" dieser Serienschaltung liegt die Eingangsgleich spannung VIn. Die negative Klemme "-" bildet zugleich das Be zugspotential GND.\nDie Eingangsgleichspannung VIn wird aus einer mit Hilfe eines (Brücken-)Gleichrichters DN gleichgerichteten Eingangswech selspannungssignal VN gebildet, welche mit Hilfe eines Glät tungskondensators CP geglättet wird.\nDer Sekundärwicklung wS ist wie im vorangegangenen Beispiel ein Gleichrichter Ds1 und ein Lade- oder Glättungskondensator Cs2 nachgeschaltet. An einer Klemme des Glättungskondensators Cs2 schließt sich eine Speicherdrossel LS an, welcher ein wei terer Glättungskondensator Cs1 nachgeschaltet ist. An den Klemmen des weiteren Glättungskondensators Cs1 ist die Aus gangsgleichspannung Vout abgreifbar.\nDie Ausgangsgleichspannung Vout wird einem Sekundärregelkreis SR zugeführt, wobei eine Klemme über den Koppelkondensator CK auf Bezugspotential GND liegt. Der Ausgang des Sekundärregel kreises SR wird auf den Feedback-Eingang FB des Schaltnetz controllers IC geführt, wobei der Feedback-Eingang FB über den Glättungskondensator CS' auf Bezugspotential liegt. Das Signal an Feedback-Eingang FB beinhaltet die Regelinformation über den Zustand der Ausgangsspannung Vout.\nDie Sekundärwicklung wS'', welche in der Regel als Auxiliar wicklung wS bezeichnet wird, liegt einerseits auf Bezugspo tential GND, und andererseits über die Diode DS' auf dem ei nen Eingang des Schaltnetzcontrollers IC und dient dabei zum Anlegen der Versorgungsspannung VS. Zur Glättung dieser Ver sorgungsspannung VS' sind zwei weitere Glättungskondensatoren CS1' und CS2' vorgesehen.\nDie Fig. 3 zeigt eine Schaltungsanordnung eines Schaltnetz teilcontrollers IC mit Leistungsschalter zur Ansteuerung eines Schaltnetzteils nach dem Prinzip eines freischwingenden Flybackcontrollers im Current-Mode-Betrieb. Die Schaltungsan ordnung des festfrequenten Flybackcontrollers gemäß Fig. 2 und die des freischwingenden Flybackcontrollers gemäß Fig. 3 sind nahezu identisch. Während beim festfrequenten Flyback controller der Takt für das Ein- und Ausschalten des Leistungsschalters mit Hilfe eines in den Schaltnetzteilcontrol ler IC integrierten Oszillators erzeugt wird, wird beim frei schwingenden Flybackcontroller der Taktimpuls mittels der Au xiliarwandlung wS'' des Übertragers Tr generiert, welche über den Widerstand RS mit dem Drain-Anschluss des MOSFET-Leistungstransistors T1' gekoppelt ist.\nFig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung eines Schaltnetzteil controllers IC mit Leistungsschalter und internem Oszillator zur Ansteuerung eines Schaltnetzteils nach dem Prinzip eines Forward-Controllers im Current-Mode-Betrieb. Diese Schal tungsanordnung eines an sich bekannten Forward-Controllers unterscheidet sich von einem festfrequenten Flybackcontroller dadurch, dass sekundärseitig die Kapazität CS2 durch eine Di ode DS2 ersetzt ist. Zur Spannungsbegrenzung im Übertrager Tr weist dieser eine weitere Primärwicklung wP' auf, welche über die Diode DP' mit der Primärwicklung wP verbunden ist und an dersseitig auf Bezugspotential GND liegt. Der prinzipielle Aufbau und die Funktionsweise derartiger Schaltungsanordnun gen gemäß Fig. 2 bis 4 kann beispielsweise der bereits zi tierten Literaturstelle "U. Tietze und Ch. Schenk a. a. O." entnommen werden. Das unterschiedliche Regelverhalten der Schaltungsanordnungen mit einem Schaltnetzteilcontroller ge mäß dem Stand der Technik und einem solchen gemäß der Erfin dung wird im Folgenden detailliert beschrieben.\nDie Fig. 5 zeigt eine Schaltungsanordnung eines Schaltnetz teilcontrollers mit Leistungsschalter und internem Oszillator gemäß dem Stand der Technik, Fig. 7 zeigt eine Schaltungsan ordnung eines Schaltnetzteilcontrollers mit Leistungsschalter und internem Oszillator gemäß der Erfindung. Beide Schal tungsanordnungen eines Schaltnetzteilcontrollers können in den Fig. 2 bis 4 anstelle des mit dem Bezugszeichen IC ge kennzeichneten Schaltungsblocks eingesetzt werden.\nDie Funktionsweise einer solchen erfindungsgemäßen Schal tungsanordnung gemäß Fig. 7 wird im Folgenden am Beispiel des festfrequenten Flybackcontrollers gemäß Fig. 2 erklärt. Im Vergleich dazu wird im Folgenden auch das Regelverhalten einer Schaltungsanordnung eines Schaltnetzteilcontrollers ge mäß dem Stand der Technik nach Fig. 5 beschrieben.\nDer in Fig. 5 dargestellte Schaltnetzteilcontroller IC gemäß dem Stand der Technik weist folgende durch Bezugszeichen ge kennzeichnete Anschlüsse und Schaltungseinheiten auf.\nEr weist einen Anschluss für die Versorgungsspannung VS'' auf, einen Feedback-Eingang FB, einen Drain- und einen Sour ce-Anschluss des Leistungs-MOS-FETs und einen Bezugspotenti alanschluss GND.\nDer Feedback-Eingang FB ist über einen Widerstand RFB mit einer Schaltung, mit der eine hochgenaue Spannungsreferenz erzeugt wird, mit dem sogenannten Band Gap BG verbunden. Wei terhin ist der Feedback-Eingang mit einem ersten Eingang des Pulsweitenmodulationskomparators PC verbunden. Der Source- Anschluss (Source) des MOS-FETs T1' ist mit dem Eingang einer Operationsverstärkerschaltung OP verbunden. Der Ausgang der Operationsverstärkerschaltung OP ist mit einem zweiten Ein gang des Pulsweitenmodulationskomparators PC verbunden. Der Ausgang des Pulsweitenmodulationskomparators PC ist auf einen Eingang des Logikblocks LB geführt. Weiterhin ist der inver tierende Eingang des Current-Sense-Comparators CSC mit dem Source-Anschluss (Source) des MOS-FETs T1' verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Current-Sense-Comparators CSC ist mit einer Referenzspannungsquelle verbunden, welche eine interne Referenzspannung Uref liefert. Der Ausgang des Cur rent-Sense-Comparators CSC ist mit dem Eingang des Logik blocks LB bzw. dem Ausgang des Pulsweitenmodulationskompara tors PC verbunden. Der Oszillator OSC ist mit einem weiteren Eingang des Logikblocks LB verbunden. Ein weiterer Eingang des Logikblocks LB ist mit einer Übertemperaturabschaltungs einrichtung TSD verbunden, welche beim Überschreiten einer intern vorgegebenen maximalen Chiptemperatur ein Signal zum Abschalten (temp shut down) des Leistungs-MOS-FETs T1' gibt. Der Ausgang des Logikblocks LB ist auf den Treiber T geführt. Der Ausgang des Treibers T wiederum ist auf den Gate-An schluss (Gate) des MOS-FETs T1' geführt.\nDie Funktionsweise eines Schaltnetzteilcontrollers IC gemäß dem Stand der Technik ergibt sich wie folgt:\nDer (Source-)Strom mit der Stromstärke Isense fließt über den Strommesswiderstand Rsense und erzeugt dort einen Spannungsab fall Usense. Der Strommesswiderstand Rsense ist im Beispiel als externer Widerstand ausgeführt. Er kann aber auch im Schalt netzteilcontroller IC integriert sein. Die Spannung Usense liegt am invertierenden Eingang des integrierten Current- Sense-Comparators CSC an und wird mit einer intern erzeugten zeitlich konstanten Referenzspannung Uref verglichen, die am nicht invertierenden Eingang des Current-Sense-Comparators CSC anliegt, welcher beispielsweise als Operationsverstärker ausgeführt ist. Überschreitet Usense den Wert von Uref, so schaltet der Current-Sense-Comparator CSC den Leistungstran sistor T1' aus. Mit dem nachfolgenden Taktimpuls wird der Leistungstransistor T1' wieder eingeschaltet. Bei dem fest frequenten Flybackcontroller wird der Taktimpuls mit dem intern angeordneten Oszillator OSC generiert.\nEs sei angemerkt, dass der Taktimpuls auch mittels einer Au xiliarwindung wS', die mit dem Drain-Anschluss des MOSFET-Leistungstransistors T1' gekoppelt ist, generiert werden kann. In diesem Fall handelt es sich um einen freischwingen den Flybackcontroller, wie er beispielsweise in der Fig. 3 dargestellt ist.\nSowohl beim festfrequenten Flybackcontroller als auch beim freischwingenden Flybackcontroller ist die Anstiegsgeschwin digkeit dI/dt der (Source-)Stromstärke Isense abhängig vom je weiligen Betriebszustand der Anwendungsschaltung. Der Cur rent-Sense-Comparator CSC und die nachfolgenden Schaltungs blöcke arbeiten mit schaltungstechnisch bedingten Laufzeiten. Erreicht das Strommessspannungssignal Usense den Wert der (zeitlich konstanten) Referensspannung Uref, so schaltet der Flybackcontroller den MOS-FET-Leistungstransistor T1' erst nach Ablauf dieser Laufzeiten ab. Während dieser Laufzeiten des Signals durch die nachfolgenden Schaltungsblöcke zur Sig nalisierung zum Ausschalten des MOS-FET-Leistungstransistors T1', deren Summe durch das Bezugszeichen tdelay gekennzeichnet ist, steigt die (Source-)Stromstärke Isense, wie den Fig. 6 a) und b) zu entnehmen ist, weiter linear an. Der MOS-FET- Leistungstransistor T1' schaltet erst bei einer momentanen (Source-)Stromstärke Isenseist ab, welche sich aus der Summe der Sollstromstärke Isensesoll zum Zeitpunkt der Signalisierung zum Abschalten des Leistungstransistors und der Zunahme Idelay der Stromstärke während der Gesamtlaufzeit tdelay des Signals zusammensetzt:\nIsenseist = Isensesoll + Idelay (1)\nDie Sollstromstärke Isensesoll ist als konstant anzunehmen, wäh rend Idelay abhängig von der Anstiegsgeschwindigkeit dIsense/dt der (Source-)Stromstärke Isense ist. Die Gesamtlaufzeit tdelay ist in der Regel nahezu unabhängig von der Anstiegsgeschwin digkeit dIsense/dt der (Source-)Stromstärke Isense.\nBei einer kleinen Anstiegsgeschwindigkeit dIsense/dt ist Idelay und damit die Regelabweichung klein (vgl. Fig. 6a)) bei ei ner großen Anstiegsgeschwindigkeit dIsense/dt ist Idelay groß, und damit ist auch die Regelabweichung groß (vgl. Fig. 6b)).\nIm Gegensatz dazu ergibt sich die Funktionsweise eines Schaltnetzteilcontrollers IC gemäß der Erfindung wie folgt:\nDie Gesamtlaufzeit tdelay wird schaltungstechnisch so kompen siert, dass der Einfluss der Anstiegsgeschwindigkeit dIsense/dt auf den Maximalwert der (Source-)Stromstärke Isense mini miert wird und dieser dadurch weitgehend unabhängig von den Betriebsparametern ist.\nZu diesem Zweck wird die interne Referenzspannung Uref nicht wie im vorigen Beispiel (gemäß dem Stand der Technik) kon stant gehalten, sondern moduliert. Beim Einschalten des MOSFET-Leistungstransistors T1' wird zu einer konstanten Refe renzspannung U0 eine Kompensationsspannung UKomp aufaddiert:\nUref = U0 + UKomp (2)\nZur Erzeugung einer solchen zeitlich veränderlichen Referenz spannung Uref ist die Schaltungsanordnung gemäß dem Stand der Technik wie sie in Fig. 5 dargestellt ist, um eine weitere Komponente erweitert (Fig. 7). Diese weitere Komponente be steht in einer Kompensationsspannungsquelle Q'. In dieser Kompensationsspannungsquelle Q' wird die Kompensationsspan nung UKomp erzeugt. Eingangsseitig wird dieser Kompensations spannungsquelle Q' die zeitlich konstante Referenzspannung U0 zugeführt. An deren Ausgang ist die zeitlich veränderliche Referenzspannung Uref abgreifbar. Die zeitlich konstante Refe renzspannung U0 wird von einer Schaltung, mit der eine hoch genaue Spannungsreferenz erzeugt wird, dem Band Gap BG, be reitgestellt.\nDie am Ausgang anliegende zeitlich veränderliche Referenz spannung Uref wird wie im vorangegangenen Beispiel gemäß dem Stand der Technik dem nichtinvertierenden Eingang des Cur rent-Sense-Comparators CSC zugeführt. Im Beispiel basiert die Kompensationsspannungsquelle Q' auf einem Differenzverstärker mit invertierendem und nichtinvertierendem Eingang und einem Ausgang. Der invertierende Eingang liegt über einem ohmschen Widerstand R4 auf Bezugspotential GND. Der nichtinvertieren de Eingang liegt über einem ohmschen Widerstand R3' ebenfalls auf Bezugspotential. Der nichtinvertierende Eingang bildet über einen ohmschen Widerstand R1' den Eingang der Kompensa tionsspannungsquelle Q', welcher mit dem Ausgang des Band Gaps BG verbunden ist und an welchem die konstante Referenz spannung U0 anliegt. Weiterhin ist der nichtinvertierende Eingang über den ohmschen Widerstand R2' mit dem Ausgang der Operationsverstärkerschaltung OP verbunden. Der Ausgang des Differenzverstärkers DV ist über den Koppelwiderstand RK auf den invertierenden Eingang rückgekoppelt. Eine am Ausgang des Differenzverstärkers anschließender Ausgangswiderstand RA, welcher über den Ausgangskondensator CA mit Bezugspotential verbunden ist, bildet den Ausgang der Kompensationsspannungs quelle Q'.\nDa der Ausgangskondensator CA zusammen mit dem Ausgangswi derstand RA einen Tiefpass bildet, erzeugt diese erfindungs gemäße Kompensationsspannungsquelle Q' eine Kompensations spannung UKomp mit exponentiellem Zeitverlauf. Je nach Anwen dungsfall kann aber auch eine Schaltungsanordnung gewählt werden, an deren Ausgang beispielsweise eine lineare oder ei ne nach einer Potenzfunktion etc. ansteigende Referenzspan nung Uref anliegt.\nDie Fig. 8 zeigt beispielhaft den Spannungsverlauf der Refe renzspannung Uref, welcher sich mit der in Fig. 7 dargestell ten Schaltungsanordnung ergibt. Weiterhin ist der Fig. 8a) der zeitliche Verlauf der Strommessspannung Usense bei gerin ger Anstiegsgeschwindigkeit dIsense/dt der (Source-)Stromstärke Isense und in Fig. 8b) der entsprechende Verlauf der Strommessspannung Usense bei großer Anstiegsgeschwindig keit dIsense/dt der (Source-)Stromstärke Isense eingetragen. Die Schnittpunkte der beiden Spannungsverläufe Uref und Usense ge ben den Zeitpunkt an, an dem eine Signalisierung zum Abschal ten des Leistungstransistors T1' erfolgt. Die jeweiligen Schnittpunkte sind mit dem Bezugszeichen Urefth gekennzeich net. Während der Gesamtlaufzeit tdelay des Signals zur Ab schaltung durch die nachgeordneten Schaltungsbestandteile, welche unabhängig von den Anstiegsgeschwindigkeit dIsense/dt der (Source-)Stromstärke Isense ist, steigt die (Source-)Stromstärke Isense und damit die momentane Strommessspannung Usenseist weiterhin an.\nBei langsamen Anstiegsgeschwindigkeiten dIsense/dt des Sour cestromes Isense ist die Zunahme des Sourcestromes Idelay und damit die Zunahme Udelay der Strommessspannung während der Ge samtlaufzeit Tdelay klein, während umgekehrt bei großen Anstiegsgeschwindigkeiten dIsense/dt die (Source-)Stromstärke Isense groß ist.\nUm einen maximal zulässigen Soll-Stromstärkewert Isensesoll und damit einen maximal zulässigen Soll-Strommessspannungswert Usensesoll nicht zu überschreiten, ist der Referenzspannungswert Urefth, bei dem das Signal zur Abschaltung des Leistungstran sistors T1' ausgelöst wird im zweiten Fall nach Fig. 8b) kleiner zu wählen als im ersten Fall nach Fig. 8a).\nMit dem in der Fig. 8 dargestellten Referenzspannungsverlauf Uref ist dieser Forderung Rechnung getragen. Im Idealfall wird\nUsenseist = U0 + UKomp + Udelay = Konstant (3)\nFür diesen Fall lassen sich die Zeitkonstanten der Schaltung, i. e. die Verzögerungszeit (Ramp-up-Zeit) τPLS des Operations verstärkers OP nach dem Einschalten und die Zeitkonstante τ des Ausgangs-RACA-Glieds in der Kompensationsspannungsquelle Q' aus folgenden Gleichungen berechnen:\nU0 + Ud.(1 - exp(-(t + τPLS)/t) = Rsense.dIsense/dt. (4)\nIsenseist = dIsense/dt.(t + tdelay) (5)\nDer Vollständigkeit halber sei erwähnt, dass nach Erreichen der Soll-Strommessspannung Usensesoll der MOSFET-Leistungstran sistor T1' abschaltet. Die Referenzspannung Uref fällt wieder auf den Anfangswert U0 ab. Erst bei dem darauf folgenden Taktzyklus nimmt die Kompensationsspannung UKomp wieder zu.\nFür eine hohe Genauigkeit der Kompensation kann die Kompensa tionsspannung U0 direkt auf dem Controller IC abgeglichen werden.\nEine weitere Schaltungsanordnung einer erfindungsgemäßen Kom pensationssignalquelle Q' ist in Fig. 9 dargestellt. Die Schaltungsanordnung basiert wiederum auf einem Differenzver stärker DV und entsprechender Beschaltung. Der nichtinvertie rende Eingang dieses Differenzverstärkers DV liegt über einen ohmschen Widerstand R3 auf Bezugspotential. Weiterhin wird diesem nichtinvertierenden Eingang eine konstante Eingangs spannung UE über einen ohmschen Widerstand R1 zugeführt. Fer ner liegt der nichtinvertierende Eingang über einen weiteren ohmschen Widerstand R2 mit Hilfe eines zu dem ohmschen Wider stand R2 in Serie liegenden Bipolartransistors T2, dessen Ba sis mit Hilfe eines Taktspannungssignals Uosc angesteuert wird im Takt mit der Taktfrequenz f des Taktspannungssignals auf Bezugspotential GND. Der invertierende Eingang des Differenz verstärkers liegt über einen ohmschen Widerstand R4 auf Be zugspotential GND. Der Ausgang des Differenzverstärkers DV ist auf dem invertierenden Eingang über einen ohmschen Kop pelwiderstand RK rückgekoppelt. An einem an dem Ausgang an schließenden ohmschen Ausgangswiderstand RA ist eine Refe renzspannung Uref abgreifbar, wobei der ohmsche Ausgangswider stand RA über einen Ausgangskondensator CA auf Bezugspoten tial GND liegt.\nDie Kompensationsspannungsquelle Q arbeitet mit zwei Ein gangspannungen UE'. Die erste Eingangsspannung UE' ist die 1 konstante Referenzspannung U0, die zweite ist der Endwert U1 (siehe Fig. 8). U1 wird mit Hilfe des Spannungsteilers R1, R3 (siehe Fig. 9) erzeugt. U0 wird dadurch erzeugt, dass der Widerstand R2 mit Hilfe des durchgeschalteten Transistors T2 zum Widerstand R3 parallel geschaltet wird.\nDie Dimensionierung der Schaltung, insbesondere deren Zeit verhalten, erfolgt analog zum vorangegangenen Beispiel (Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7).\nFig. 10 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Ausfüh rungsvariante eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteilcontrol lers sowie die zeitliche Zuordnung der internen Steuersignale in diesem Schaltnetzteilcontroller.\nDer in Fig. 10a) dargestellte Schaltnetzteilcontroller IC weist die wesentlichen Schaltungsbestandteile der in den Fig. 5 und 7 dargestellten Schaltnetzteilcontroller IC auf. Die in identischer Weise vorliegenden Schaltungskomponenten sind: Der Band Gap BG, die Operationsverstärkerschaltung OP, der Pulsweitenmodulationskomparator PC, der Oszillator OSC, der Current Sense Comparator CSC, der Logik Block LB, der Treiber T und der MOS-Feldeffektleistungstransistor T1' sowie die Unterspannungsfreischaltung UVL und die Übertemperatur- Abschaltungseinrichtung TSD. Diese Schaltungskomponenten sind, wie in der Figurenbeschreibung zu den Fig. 5 und 7 ausführlich offenbart wurde, miteinander verbunden.\nZusätzlich sind folgende Schaltungskomponente mit eingezeich net: Eine Schaltungseinheit zur Stabilisierung der konstanten Referenzspannung U0 (bias), eine Schaltungsanordnung zur Ein stellung des Arbeitspunkts des Pulsweitenmodulationskompara tor PC und der Operationsverstärkerschaltung OP (biaspwm) und ein dem Oszillator OSC nachgeschalteter Impulsformer-Flip- Flop (tff) basierend auf einem JK-Flip-Flop.\nDie Ausgangssignale der Kompensationssignalquelle Q sowie der Referenzsignalquelle Q' sind in der Fig. 10a) nicht darge stellt. Die Fig. 10 weist an deren statt Symbole für Span nungsquellen auf, welchen die Bezugszeichen der konstanten Referenzspannung U0 sowie der Referenzspannung Uref zugeordnet sind. Fernerhin ist die Funktionsweise der einzelnen Schal tungselemente (UVL, BG, bias, TSD, biaspwm, OP, PC, LB, T, OSC, tff, CSC) durch Symbole elektronischer Bauelemente in entsprechender Verschaltung skizziert. Auf eine detaillierte re Beschreibung der Funktionsweise der einzelnen Bauelemente sowie deren Verschaltung wird im Folgenden verzichtet, da sie sich für den Fachmann in naheliegender Weise erschließt.\nFerner ist zu beachten, dass der Strommesswiderstand Rsense im vorliegenden Fall in dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil controller IC integriert und nicht extern angeordnet ist. Im Beispiel ist diesem Strommesswiderstand Rsense ein RC-Glied als Tiefpassfilter nachgeschaltet.\nZur Demonstration der Funktionsweise des Schaltnetzteilcont rollers IC werden im Folgenden funktional ausgezeichnete Signalverläufe und deren zeitliche Zuordnung vorgestellt. An welchen Schaltungspunkten diese Signale abgreifbar sind, zeigt die Fig. 10a) durch eine Kennzeichnung mit entspre chenden Bezugszeichen.\nEs sind folgende Signalverläufe dargestellt:\npwmpls: Signal am ℩-Ausgang des Impulsformer-Flip-Flops tff\nslogpwm: Signal am Q-Ausgang des Impulsformer-Flip-Flops tff\npwmrmp: Rampenspannung am Ausgang der Operationsverstär kerschaltung OP\nalogpwm: erstes Ausgangssignal des Pulsweitenmodulations komparators\nrlogpwm: zweites Ausgangssignal des Pulsweitenmodulations komparators\nUT: Ausgangssignal der Treiber T\nIsense: Stromstärke des Primärstroms\nUsense,leb: Strommessspannung mit "leading edge blanking" (leb)\nlogpwm: Ausgangssignal des RS-Flip-Flops im Logikblock LB.\nDie Funktionsweise der Schaltungsanordnung ergibt sich wie folgt:\npwmpls: Das Ausgangssignal pwmpls dient allgemein zur Opti mierung der Pulsweitenmodulation PWM. Die Flankensteilheit des Ausgangssignals pwmpls bestimmt die minimal erreichbaren duty cycles. Im Idealfall können duty cycles bis zu 0% er reicht werden. Mit fallender Flanke des Ausgangssignals pwmpls wird eine interne Rampenspannung gestartet, die einen Endwert OP-Offset von 0,85 V anstrebt.\nalogpwm: Die steigende Flanke des Ausgangssignals alogpwm schaltet den MOSFET-Leistungstransistor T1' ein.\nslogpwm: Mit fallender Flanke von slogpwm wird der MOSFET- Leistungstransistor T1' zwingend ausgeschaltet. Mit einem Im puls des Ausgangssignals slogpwm wird somit die Dauer der duty cycles definiert.\npwmrmp: Die Rampenspannung pwmrmp ist die Summe aus der in ternen Rampenspannung und dem verstärkten Stromspannungssig nal Usense. Erreicht die Rampenspannung pwmrmp nach der Verzögerungszeit τPLS einen Spannungswert von 0,3 V (gate Start) wird der MOSFET-Leistungstransistor T1' eingeschaltet. Er reicht die Rampenspannung pwmrmp den Wert der Feedbackspan nung UFB, welcher im Beispiel 2,0 V beträgt, so wird der MOSFET-Leistungstransistor T1' ausgeschaltet. Solange die Ram penspannung pwmrmp im Spannungsbereich zwischen 0,3 und 0,7 V ist, ist der Current Sense Comparator CSC gesperrt. Man spricht in diesem Fall von leading edge blanking (leb). Die Zeitdauer τ* des leading edge blanking beträgt im Beispiel 200 ms. Während des gesperrten Zustandes kann der MOSFET- Leistungstransistor T1' nicht ausgeschaltet werden. Dadurch werden Störimpulse der Stromstärke Isense (vergleiche Fig. 10b)) unterdrückt, die beim Einschalten des MOSFET-Leistungs transistors T1' entstehen.\nrlogpwm: Mit fallender Flanke des Ausgangssignals rlogpwm wird das RS-Flip-Flop im Logikblock LB zurückgesetzt und der MOSFET-Leistungstransistor T1' ausgeschaltet,\nUT: Aus den Eingangssignale des Logikblocks LB, den Signalen rlogpwm, slogpwm und alogpwm, wird ein Ausgangssignal er zeugt, welches die Treiberstufe T ansteuert. Das Ausgangssig nal der Treiberstufe T stellt ein rechteckförmiges Signal dar, dessen Signaldauer im Wesentlichen durch die Verzöge rungszeit τPLS und dem Zeitpunkt des Erreichens der Feedback- Nachspannung UFB durch die Rampenspannung pwmrmp gegeben ist.\nalogpwm erstes Ausgangssignal des Pulsweitenmodulationskomperators\nCSC Current Sense Comparator\nDrain Drainanschluss des MOS-Feldeffektleistungs transistors\nGate Gateanschluss des MOS-FET\nStromstärke des Primärstroms\nZunahme der Stromstärke Isense\nwährend der Gatter-/Gesamtlaufzeit tdelay\n/dt Anstiegsgeschwindigkeit der Stromstärke Isense\nlogpwm Ausgangssignal des RS-Flip-Flops im Logikblock\npwmpls Signal am ℩-Ausgang des Impulsformer- Flip-Flops\npwmrmp Rampenspannung am Ausgang der Operationsverstärkerschaltung\nQ, ℩ Ausgänge eines Flip-Flops\nJ, K, R, S Eingänge eines Flip-Flops\nrlogpwm zweites Ausgangssignal des Pulsweitenmodulationskomperators\nslogpwm Signal am Q-Ausgang des Impulsformer- Flip-Flops\nSource Sourceanschluss des MOS-FET\n' MOS-Feldeffektleistungstransistor (MOS-FET)\nTSD Übertemperaturabschaltungseinrichtung (Temp-Shut-Down)\nRegelabweichung = Zunahme der Strommess spannung Usense\nwährend der Gatter/Gesamtlauf- Zelt tdelay\nStrommessspannung mit "leading edge blanking"\nSollwert der Strommessspannung\nUVL Unterspannungsfreischaltung (under-voltage-lockout)\nτ Ausgangszeitkonstante (= RA\nVerzögerungszeit (Ramp-up-Zeit) des OP nach Einschalten\n1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetzteil, welches einen Übertrager (Tr) mit zumindest einer Primärwicklung (WP) sowie mit zumin dest einer Sekundärwicklung (wS) aufweist\nmit einem gesteuerten Leistungschalter (T1, T1'), der in Serie mit der Primärwicklung (wP) an einer Eingangsgleich spannung (VIn) liegt,\nmit einer Ansteuerschaltung (A) zum getakteten Ein- und Ausschalten des Leistungsschalters (T1, T1') in einem Takt\nmit einer Taktfrequenz (f),\nmit einer Strommesseinrichtung (M, Rsense) zur Messung der Stromstärke (Isense) durch den Leistungsschalter (T1, T1') und zur Erzeugung eines Messsignals (Ssense, Usense), welches ein Maß für die gemessene Stromstärke (Isense) ist,\nmit einer Referenzsignalquelle (Q) zur Erzeugung eines Re ferenzsignals (Sref, Uref), wobei das Referenzsignal (Sref, Uref) ein zeitunabhängiges konstantes Referenzsignal (S0, U0) ist,\nmit einer Vergleicherschaltung (V) zum Vergleichen des Messsignals (Ssense, Usense) mit dem Referenzsignal (Sref, Uref) und zur Signalisierung der Ansteuerschaltung (A) zum Abschalten des Leistungsschalters (T1, T1'), wenn das Mess signal (Ssense, Usense) größer als das Referenzsignal (Sref, Uref) ist,\nder Referenzsignalquelle (Q) eine Kompensationssignalquel le (Q') zur Erzeugung eines zeitlich veränderlichen Kom pensationssignals (SKomp, UKomp) zugeordnet ist, so dass sich das Referenzsignal (Sref, Uref) aus der Summe des konstanten Referenzsignals (S0, U0) und dem Kompensationssignal (SKomp, Ukomp) ergibt, wobei das Referenzsignal (Sref, Uref) nach Einschalten des Leistungsschalters (T1, T1') kleiner ist als bei der Signalisierung zum Abschalten des Leistungs schalters (T1, T1').\n2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der ge steuerte Leistungschalter ein MOS- Feldeffektleistungstransistor (T1') ist.\n3. Schaltungsanordnung nach einem der vorangegangenen Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass das Mess signal eine Strommessspannung (Usense) ist.\n4. Schaltungsanordnung nach einem der vorangegangenen Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Strommesseinrichtung ein Strommesswiderstand (Rsense) ist.\n5. Schaltungsanordnung nach einem der vorangegangenen Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Ver gleicherschaltung (V) ein Current-Sense-Comparator (CSC) ist.\n6. Schaltungsanordnung nach einem der vorangegangenen Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass das Refe renzsignal (Sref, Uref) nach dem Einschalten des Leistungs schalters (T1, T1') der Wert des konstanten Referenzsignals (S0, U0) ist und nach dem Abschalten des Leistungsschalters (T1, T1') ein auf den Wert des konstanten Referenzsignals (S0, U0) absinkendes Signal ist.\n7. Schaltungsanordnung nach einem der vorangegangenen Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass das Kom pensationssignal (SKomp, UKomp) nach dem Einschalten des Leis tungsschalters (T1, T1') ein exponentiell ansteigendes Signal ist.\n8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Kom pensationssignal (SKomp, UKomp) nach dem Einschalten des Leis tungsschalters (T1, T1') ein linear ansteigendes Signal ist.\n9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Kom pensationssignal (SKomp, UKomp) nach dem Einschalten des Leis tungsschalters (T1, T1') ein quadratisch ansteigendes Signal ist.\n10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Kom pensationssignal (SKomp, UKomp) nach dem Einschalten des Leis tungsschalters (T1, T1') ein nach einer Potenzfunktion an steigendes Signal ist.\n11. Schaltungsanordnung nach einem der vorangegangenen An sprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das kon stante Referenzsignal (S0, U0) und/oder der Verlauf des Kom pensationssignals (SKomp, UKomp) einstellbar ist.\n12. Schaltungsanordnung nach einem der vorangegangenen An sprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Kom pensationssignalquelle (Q') ein Differenzverstärker (DV) ist,\ndessen nichtinvertierender Eingang über einen ohmschen Wi derstand (R3') auf Bezugspotential (GND) liegt,\ndessen nichtinvertierendem Eingang die konstante Referenz- Spannung (U0) über einen ohmschen Widerstand (R1') zuführ bar ist,\ndessen nichtinvertierendem Eingang über einen ohmschen Wi derstand (R2') eine im Takt mit der Taktfrequenz (f) al ternierendes Wechselsignal zuführbar ist,\ndessen invertierender Eingang über einen ohmschen Wider stand (R4) auf Bezugspotential (GND) liegt,\ndessen Ausgang auf den invertierenden Eingang über einen ohmschen Koppelwiderstand (RK) rückgekoppelt ist, wobei an einem an dem Ausgang anschließenden ohmschen Ausgangswi derstand (RA) eine Referenzspannung (Uref) abgreifbar ist,\nwobei der Ohmsche Ausgangswiderstand (RA) über einen Aus gangskondensator (CA) auf Bezugspotential (GND) liegt.\n13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Kom pensationssignalquelle (Q') ein Differenzverstärker (DV) ist,\ndessen nichtinvertierender Eingang über einen ohmschen Widerstand (R3) auf Bezugspotential (GND) liegt,\ndessen nichtinvertierendem Eingang die konstante Referenz spannung (U0) über einen ohmschen widerstand (R1) zuführbar ist,\ndessen nichtinvertierender Eingang über einen ohmschen Wi derstand (R2) mit Hilfe eines zu dem ohmschen Widerstand (R2) in Serie liegenden Bipolar-Transistors (T2), dessen Basis mit Hilfe eines Taktspannungssignals (UOSC) angesteu ert wird, im Takt mit der Taktfrequenz (f) auf Bezugspo tiential (GND) liegt.\n14. Schaltnetzteilcontroller mit Schaltungsanordnung nach ei nem der Ansprüche 1 bis 13.\n15. Schaltnetzteilcontroller nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Strommesswiderstand (Rsense) extern angeordnet ist.\n16. Schaltungsanordnung oder Schaltnetzteilcontroller nach einem der vorangegangenen Ansprüche zur Erzeugung eines Schaltsignals für einen Flybackconverter.\n17. Schaltungsanordnung oder Schaltnetzteilcontroller nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Flybackconverter ein festfrequenter Flybackconverter ist.\n18. Schaltungsanordnung oder Schaltnetzteilcontroller nach Anspruch 16 dadurch gekennzeichnet, dass der Flybackconverter ein quasiresonanter Flybackconverter ist.\n19. Schaltungsanordnung oder Schaltnetzteilcontroller nach einem der Ansprüche 1 bis 16 zur Erzeugung eines Schaltsig nals für einen Forwardconverter.\n20. Schaltungsanordnung oder Schaltnetzteilcontroller nach einem der Ansprüche 1 bis 16 zur Erzeugung eines Schaltsig nals für einen Boostconverter.\nDE2000140413 2000-08-18 2000-08-18 Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetzteil Active DE10040413B4 (de)\nDE2000140413 DE10040413B4 (de) 2000-08-18 2000-08-18 Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetzteil\nPCT/EP2001/009183 WO2002017467A1 (de) 2000-08-18 2001-08-08 Schaltungsanordnung zur erzeugung eines schaltsignals für ein stromgesteuertes schaltnetzteil\nCN 01814248 CN100391092C (zh) 2000-08-18 2001-08-08 用于产生电流可控开关式电源装置用开关信号的电路和开关式电源装置控制器\nTW90120245A TW552769B (en) 2000-08-18 2001-08-17 Circuit arrangement to generate a switch-signal for a current-controlled switching power-supply\nUS10368079 US6665197B2 (en) 2000-08-18 2003-02-18 Circuit configuration for producing a switching signal for a current-controlled switch-mode power supply\nDE10040413A1 true true DE10040413A1 (de) 2002-03-07\nDE10040413B4 DE10040413B4 (de) 2006-11-09\nDE2000140413 Active DE10040413B4 (de) 2000-08-18 2000-08-18 Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetzteil\nUS (1) US6665197B2 (de)\nCN (1) CN100391092C (de)\nDE (1) DE10040413B4 (de)\nWO (1) WO2002017467A1 (de)\nWO2003049265A2 (en) * 2001-12-07 2003-06-12 Koninklijke Philips Electronics N.V. 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Erstes Date Tipps | Ästhetisch Dame Jagd nach Männchen für gefickt\nBeim ersten Date sind gute Tipps deshalb Gold wert. Wir haben Männer gefragt, was sie sich beim ersten Date wünschen. Hier ihre Tipps! Wild drauf losreden und viel von sich erzählen oder lieber zuhören? Sich möglichst offen zeigen oder eher auf geheimnisvoll machen?\nDu hast diese umwerfende Frau kennengelernt — und kannst es nun kaum abwarten, Dich endlich mit ihr zu treffen. In diesem Artikel möchte ich Dir Antworten auf all Deine brennenden Fragen geben.\nHierzu verrate ich Dir meine 12 besten Tipps fürs erste Date sowie die absoluten No-Gos auch in vielen weiterführenden Artikeln zum jeweiligen Thema. So wird eure Verabredung zum Erfolg! Du bist aufgeregt vor dem Treffen und holst schon zitternd das Outfit aus dem Kleiderschrank? Zunächst einmal will ich Dich beruhigen. Ein bisschen Aufregung und Herzklopfen ist aber auch normal vor so einer Begegnung, denn Nervosität ist immer auch ein Zeichen von Vorfreude, die Dich zusätzlich motiviert, das Date nicht zu vermasseln.\nDas nimmt viel Druck aus dem Kessel und ihr beide habt schonmal die erste Gemeinsamkeit. Hier findest Du weitere Tipps, wenn Du Angst vor dem ersten Date hast und Deine Unsicherheit beseitigen willst. Viele Männer fragen sich: Was kann man beim ersten Date machen? Dehalb will ich Dir die No-Gos und ein paar gute Ideen für Unternehmungen verraten:. Denk dran: Es geht bei einer Verabredung immer darum, sein Gegenüber näher kennenzulernen.\nWie soll das gehen, wenn ihr wie gebannt auf die Leinwand starrt, und das Publikum mit eurem Gespräch nicht stören wollt? Ich rate Dir deshalb, Dir den Kinobesuch fürs zweite Date aufzusparen. Dass die Sauna bei eurer ersten Begegnung tabu ist, muss ich wohl nicht erklären, oder? Wer will sich schon zu Anfang beim Kennenlernen im Adams- bzw. Eva-Kostüm zeigen?\nDenn hier könnt ihr euch in einer entspannten und lebhaften Atmosphäre auf neutralem Boden ungestört unterhalten, lecker essen und euch dabei näher kennenlernen. Aber auch aus dieser Unternehmung kann man etwas Besonderes machen und sich vom Rest der Männer abheben. Tipps fürs Treffen sind eine Shisha-Bar oder Lokale mit exotischer Küche. Die gemütliche, romantische Atmosphäre wird die Frau in eine positive Stimmung beim Flirten versetzen….\nIst die Shisha-Bar nicht Dein Ding oder das Restaurant zu langweilig? Natürlich gibt es auch ausgefallene und actionreiche Orte, wohin Du mit ihr beim ersten Date gehen kannst:. Treffen in den eigenen vier Wände haben tatsächlich einige Vorteile:. Ein Date bei Dir oder ihr zu Hause kann ich aber nur empfehlen, wenn ihr euch bereits besser kennt, zum Beispiel aus der Tanzschule, Sportgruppen, Freundes- und Bekanntenkreis etc. Sollte die Frau eine völlig Unbekannte sein zum Beispiel vom Online-Dating bei Tinderwähle lieber eine Verabredung auf neutralem Boden in der Öffentlichkeit.\nDas gibt ihr das nötige Gefühl von Sicherheit, damit sie sich entspannen kann. Du willst endlich das Treffen mit Deiner Traumfrau bekommen und sie erobern, OHNE eine Abfuhr zu kassieren? Dann musst Du Dich an eine entscheidende Regel halten! Wenn Du Deine Angebetete schnell aufs Date kriegen und verführen willst…. Selbstverständlich solltest Du Dich authentisch zeigen — also so, wie Du wirklich bist.\nWer will schon jemanden kennenlernen, der wie ein Schauspieler agiert?\nDein Outfit beim ersten Date sollte deshalb möglichst natürlich rüberkommen. Die Frau merkt sehr schnell, ob Du bei der Partnersuche ehrlich bist oder nur versuchst, sie mit Deinem Deer-Anzug zu beeindrucken. Zieh einfach ein Outfit an, das Dir steht und Deinen Typ unterstreicht.\nWenn Dir der geschulte Blick für Mode fehlt, nimm einen Kumpel bzw. Ein gutes Treffen beginnt schon immer davor — nämlich im Kopf. Frauen lieben es, wenn sie einem potenziellen Partner begegnen, der Ausstrahlung hat und gute Laune verbreitet. Höre zum Beispiel Deine Lieblingsmusik oder albere mit Deinem Kumpel am Telefon herum, um Dich in die richtige Stimmung zu versetzen! Es kommt drauf an, wie die Frau erzogen worden ist, wie gut ihr euch schon kennt und aus welchem Kulturkreis sie stammt.\nStopp, von solchen unterwürfigen Gesten rate ich Dir bei der Partnersuche dringend ab! Warum solltest Du sie also mit den sprichwörtlichen Vorschusslorbeeren überhäufen? Wenn sie sich als tolle Persönlichkeit herausstellt, kannst Du ihr selbstverständlich beim zweiten Treffen ein kleines Mitbringsel überreichen. Beantworte die Fragen beim Dating aber auch selbst, damit sie genauso etwas über DICH erfährt und dadurch Vertrauen aufbaut! Worüber reden? Absolute No-Go-Themen sind die Ex-Freundin, Angeberei mit Job, Geld und Autos sowie alle weiteren negativen Gesprächsthemen Krieg, Steuererklärung, Tod etc.\nWenn ihr euch gut versteht, kannst Du später auch intimere und sexuelle Gesprächsthemen anschneiden, um das Feuer der Lust ein wenig anzuheizen. Hier findest Du ausführliche Tipps, wenn Du noch Gesprächsthemen fürs erste Date suchst.\nIn Zeiten der Emanzipation könnte man meinen, dass die Frauen ihre Rechnung im Restaurant selbst zahlen. Instinktiv empfindet es aber jede Frau als angenehm, von einem Mann eingeladen zu werden. Lade die Frau allerdings nur dann ein, wenn Dir danach ist und Du eine schöne Zeit hattest. Du kannst auch die Frau spielerisch fragen, ob sie Dich einlädt. Du wirst erstaunt sein, manch eine Frau wird dies tun ohne mit der Wimper zu zucken. Weitere Möglichkeit: Übernimm die Bezahlung und sage ihr, dass sie Dich dafür beim nächsten Mal zum Essen einladen soll, um sich zu revanchieren.\nHier findest Du weitere Tipps, wann Du beim ersten Date zahlen solltest und in welchen Situationen besser nicht!\nMeine Erfahrung: Eine Frau beim ersten Date zu küssen kann manchmal leichter und manchmal schwieriger vonstatten gehen. Berührungen sind gefragt! Während eurer Konversation kannst Du sie zum Beispiel unauffällig am Arm streifen. Halte einfach weiter ihre Hand und erzähle ihr etwas, am besten schneidest Du unauffällig ein sexuelles Thema an.\nWenn sie nach fünf Minuten mit Dir immer noch Händchen hält, bedeutet das nur eins: Sie ist bereit für den ersten Kuss! Warum nicht? Heutzutage ist es völlig okay, wenn Singles beim ersten Date miteinander schlafen. Aber aufgepasst: Wie offen die Frau hierfür ist, hängt einmal mehr stark von ihren Werten ab. Du wirst auf traditionell eingestellte Damen treffen, die hiermit zumindest bis zum dritten Date oder sogar bis zur festen Beziehung warten möchten.\nAndererseits gibt es auch sexuell aufgeschlossenere Frauen, die sich ihrer Lust auf Sex bewusst sind und sich der körperlichen Liebe schneller hingeben können. Wenn Du mit der Frau schnell Sex haben möchtest, ist eine gute Vorbereitung wichtig. Tipps hierzu bekommst Du in unserem Artikel zum Thema Sex beim ersten Date. Ansonsten achte darauf, weiter mit Deinen Berührungen fortzufahren und sexuelle Gesprächsthemen anzubringen — natürlich immer mit einem gewissen Niveau. Wenn das Date gut verläuft, kannst Du sie dazu einladen, das Treffen bei Dir zu Hause fortzusetzen.\nDenn so viel ist klar: Wer das Date mit einer positiven Einstellung angeht, hat hinterher nichts zu bereuen — nicht einmal, wenn es mit diesem Menschen beim ersten Date bleibt! Wenn sie zudem ohne jegliches Tabu über Sex spricht, dann: Wow!\nDas zeigt dem Anderen zusätzlich, wie du gestrickt bist und was er von dir erwarten kann. Den romantischen Spaziergang im Mondschein, darf man sich gerne für das zweite Date aufsparen.\nSingle-Kolumne: Solitärspiel Welche Stolperfallen gibt es für Singles? Eine herzliche Umarmung oder doch eher der formale Händedruck?


Lowa Lady II GTX | Testberichte.de\nNachfolgeprodukt: Lady III GTX\nLowa Lady II Gore Tex\nWanderschuh mit speziellem Damenleisten\nDer Lady II GTX von Lowa ist ein Trekkingschuh für anspruchsvolle, mehrtägige Touren und Wanderungen in Mittelgebirgen oder Alpenregionen. Der Leisten wurde für Frauen entwickelt und bietet angenehmen Tragekomfort.\nDer vorliegende Outdoorschuh ist ein idealer Begleiter auf mehrtägigen Trekkingtouren in den Alpen. Auch für ambitionierte Wanderungen in Mittelgebirgen kann er verwendet werden. Der spezielle Damenleisten sorgt für ein bequemes Tragegefühl und gewährleistet, dass auch lange, anstrengende Touren schmerzfrei überstanden werden. Im Obermaterial ist der Schuh mit hochwertigem Nubukleder ausgestattet. Dieses Material steht neben einem schicken Äußeren vor allem für Langlebigkeit und Atmungsaktivität. Im Zusammenspiel mit der luftigen Gore Tex-Membran im Innenmaterial dürfte ein gutes Feuchtigkeitsmanagement garantiert sein. Zudem ist das Material wasserdicht, sodass der Trekkingschuh auch bei schwierigen Witterungsverhältnissen getragen werden kann, ohne dass die Füße nass werden. Der Schuh wiegt nur 650 Gramm und ist somit relativ leicht für einen alpentauglichen Trekkingschuh. Mehrere Technologien im Schuh machen ein geschmeidiges Abrollverhalten möglich.\nDa bei Frauen die Wade meist etwas tiefer als bei Männern anfängt, verfügt der vorliegende Trekkingschuh über einen speziell angepassten Schaft. Das weiche Material am Wadenansatz dürfte für einen angenehmen Einstieg und hohen Tragekomfort sorgen. Zudem glänzt der Schuh mit seiner weichen, aber stabilisierenden Zwischensohle. Zumindest auf dem Papier macht der Damenwanderschuh einen sehr vielversprechenden Eindruck. Ob er tatsächlich praxistauglich ist, wurde noch nicht überprüft. Auf Grund der Erfolge des beliebten Outdoorherstellers in der Vergangenheit ist jedoch davon auszugehen, dass es sich bei dem schicken Schuh um einen praktischen Begleiter auf schwierigen Touren und anspruchsvollen Tageswanderungen handelt. Interessierte können ihn für knapp 220 EUR bei Amazon erwerben.\nDatenblatt zu Lowa Lady II GTX\nWeiterführende Informationen zum Thema Lowa Lady 2 GTX können Sie direkt beim Hersteller unter lowa.de finden.\nLowa Lady II Gore Tex Wanderschuhe


JVC KD-R871BT Autoradio: Tests & Erfahrungen im HIFI-FORUM\nJVC KD-R871BT Autoradio - Test, Reviews und Bewertungen\nBewertung abgeben für JVC KD-R871BT\nTeile deine Erfahrung mit anderen im HIFI-FORUM – gib deine Bewertung ab für JVC KD-R871BT\nVorteile JVC KD-R871BT\nNachteile JVC KD-R871BT\n2 Protecting Send Service JVC KD-R871BT\nMein JVC KD-R871BT zeigt im Display Protecting Send Service an. Ich bin mir auch ziemlich sicher, wieso. LS Kabel Kontakte haben das Türblech berührt und das wird nen kurzen verursacht haben. Jedenfalls bekomme ich das Radio nicht aus diesem Protecting-Modus. Reset, wie in der Anleitung beschrieben,... weiterlesen → JB_211 am 10.08.2016 in Car-Hifi: Radios/HUs, Bus-Systeme und Prozessoren – Letzte Antwort am 10.08.2016\n1 JVC KD-R871BT EQ Einstellungen Tonaussetzer ?\nIch habe seit gestern das neue JVC Radio verbaut, soweit bin ich auch zufrieden nur eins stört mich wenn ich den EQ Manuell Einstellen will dann gibt es immer wieder kurze Tonaussetzer das ist echt störend da man so nicht genau einstellen kann Ist das bei euch auch so ? oder ist das Gerät... weiterlesen → ***T4ke0ver*** am 01.09.2016 in Car-Hifi: Radios/HUs, Bus-Systeme und Prozessoren – Letzte Antwort am 01.09.2016\n1 JVC KD-R871BT Zufallsgenerator\nSeit 3 Wochen habe ich das genannte Autoradio. Da ich fast immer nur mit USB Stick höre und immer lange unterwegs bin, habe ich meist den Zufallsgenerator am Laufen. Aber bei dieser Type ist kräftig der Wurm drinn. Von Zufall kann keine Rede sein! Gezählte 20 Nummern mischt er durch (4GB Stick),... weiterlesen → Harry1969 am 20.04.2017 in Car-Hifi: Radios/HUs, Bus-Systeme und Prozessoren – Letzte Antwort am 20.04.2017\n1 JVC KD-R871BT nach Firmwareupdate tot\nNach dem Firmwareupdate lässt sich das Radio nicht mehr starten. Das Update wurde mit „Completed“ beendet hat allerdings nicht neu gestartet (wie es in der Anleitung beschrieben war). Also habe ich nach ca. 10 Minuten das Bedienteil abgenommen um das Gerät neu zu starten. Seitdem ist das Radio... weiterlesen → SektOderSelters am 07.11.2018 in Car-Hifi: Radios/HUs, Bus-Systeme und Prozessoren – Letzte Antwort am 07.11.2018\n3 KD-R871BT usb probleme\nIch ich habe ein kleines problem beim abspielen von einem usb stick und zwar sieplt er nicht allem titel ab oder komplette streams die ich aufgenommen habe den einen spielt er den anderen nicht.Und dann habe ich noch eine zweite frage und zwar hat jemand erfahrung mit einem Firmware-Updates?? weiterlesen → diver02 am 01.09.2020 in Car-Hifi: Radios/HUs, Bus-Systeme und Prozessoren – Letzte Antwort am 04.09.2020\n1 KD-R871BT spielt keine selbstgebrannten mp3-CD's\nUnd guten Abend, ich habe mein Autoradio JVC KD-S891R durch ein JVC KD-R871BT ersetzt. Nun habe ich das Problem dass meine selbst gebrannten mp3-CD\_'s nicht mehr abgespielt werden. Das Radio gibt keine Fehlermeldung aus. Es nimmt die CD an, spielt scheinbar ab. Die abgelaufene Zeit wird angezeigt... weiterlesen → strawberrybier am 04.12.2016 in Car-Hifi: Radios/HUs, Bus-Systeme und Prozessoren – Letzte Antwort am 04.12.2016\n6 Autoradio klingt blechern\nServus, ich hab mir fürs Auto das JVC KDR871BT gekauft, dieses klingt jedoch sehr blechern und übersteuert. Ich schaffs aber nicht es passend einzustellen, da ich eher ein Laie bin und auch nicht weiss, welche Einstellungen ich da bearbeiten müsste. Habt ihr da evlt ein paar Tipps für mich?... weiterlesen → Kapitalistenknecht am 01.08.2017 in Car-Hifi: Radios/HUs, Bus-Systeme und Prozessoren – Letzte Antwort am 05.08.2017\n3 Neues Radio rauscht leicht\nIch habe mir ein neues Autoradio gekauft (JVC KD-R871BT). Nach dem Einbau (mit zusätzlichen Adapter vom den Kabeln des Autos zum Radio) funktioniert es tadellos, außer dass es ganz leicht rauscht. Es ist kein Rauschen dass aufgrund von schlechtem UKW Empfang entsteht, sondern ein Rauschen,... weiterlesen → Me3ntal am 14.11.2017 in Car-Hifi: Allgemeines – Letzte Antwort am 14.11.2017\n6 Soundanlage funktioniert einfach nicht! Hilfe!\nIch habe einen Peugot 307 Bj: 2002 und die Werkanlage hat sich angehört wie n Küchenradio. Ich habe noch Lautsprecher eingebaut (Ground Zeros FX 650) die Türen gedammt und mir n neues Radio zugelegt. JVC KD-R871BT. Und es funktioniert einfach nicht. Die Laustprecher sind extrem leise und... weiterlesen → Jacob1999 am 31.05.2019 in Car-Hifi: Allgemeines – Letzte Antwort am 02.06.2019\n5 Masse und Lima schleifen bei 2 angeschlossenen Endstufen\nZuerst einmal meine verbauten Komponenten. Batterien: hoeppke sb 60 und 2c stinger spv 20 Hu: JVC kd r871bt Amp fs: Eton pa 1002 Amp Sub: GZPA 1.4000 DXII Fs: jetzt hsk 130.4 Sub: Kicker kompr 152 Und jetzt zur Fehlerbeschreibung: Vor kurzen habe ich meinen alten monoblock gegen eine GZPA... weiterlesen → Ogie0 am 15.07.2016 in Car-Hifi: Allgemeines – Letzte Antwort am 15.07.2016\nHerstellerseite des KD-R871BT\nForen zu JVC KD-R871BT


Verwenden Sie die Browsererweiterungen Ihres Antivirus nicht: Sie können Sie tatsächlich weniger sicher machen - de.phhsnews.com\nde.phhsnews.com / Verwenden Sie die Browsererweiterungen Ihres Antivirus nicht: Sie können Sie tatsächlich weniger sicher machen\nDie meisten Antivirenprogramme - oder "Sicherheitssuiten", wie sie sich selbst nennen - möchten, dass Sie ihren Browser installieren Erweiterungen. Sie versprechen, dass diese Symbolleisten helfen werden, Sie online sicher zu halten, aber sie existieren normalerweise nur, um der Firma etwas Geld zu machen. Schlimmer noch, diese Erweiterungen sind oft sehr anfällig für Angriffe.\nViele Antiviren-Toolbars werden bestenfalls nur umbenannt Ask Toolbar-Erweiterungen. Sie fügen eine Symbolleiste hinzu, ändern Ihre Suchmaschine und geben Ihnen eine neue Homepage. Sie können es als eine "sichere" Suchmaschine brandmarken, aber es geht nur darum, das Antivirus-Unternehmen Geld zu verdienen. Aber in einigen Fällen tun sie mehr als das - und manchmal mit unbeabsichtigten Konsequenzen.\nBeispiel 1: AVG Web TuneUP Broke Chrome Sicherheit\nVERWANDTE: Vorsicht: Free Antivirus ist nicht wirklich kostenlos\n"AVG Web TuneUP" wird installiert, wenn Sie AVG Antivirus installieren. Laut dem Chrome Web Store hat es fast 10 Millionen Nutzer. AVGs offizielle Beschreibung der Erweiterung besagt, dass es Sie vor unsicheren Suchergebnissen warnt.\n"Mein Anliegen ist, dass Ihre Sicherheitssoftware die Internetsicherheit für 9 Millionen Chrome-Nutzer deaktiviert, anscheinend, damit Sie die Sucheinstellungen und die neue Tab-Seite übernehmen können ", schrieb er an AVG. "Ich hoffe, dass die Schwere dieses Problems für Sie klar ist, und es sollte Ihre höchste Priorität sein."\nVier Tage nach der Meldung hatte AVG einen Patch. Ormandy schrieb: "AVG hat eine Erweiterung mit einem" Fix "eingereicht, aber die Fehlerbehebung war offensichtlich inkorrekt." Er musste Anweisungen geben, wie dieser Fehler behoben werden konnte, und AVG gab einen aktualisierten Patch einen Tag später heraus. Das Update beschränkt die Funktionen auf zwei spezifische AVG-Domains, aber, wie Ormandy bemerkt hat, haben die Websites auf diesen Domains ihre eigenen Schwachstellen, die die Benutzer für Angriffe öffnen.\nAVG hat nicht nur eine Browser-Erweiterung mit offensichtlich defektem, schäbigem, unsicherer Code, aber die Entwickler von AVG konnten das Problem nicht beheben, ohne dass ihre Hände von einem Google-Sicherheitsforscher gehalten wurden. Hoffentlich werden die Browsererweiterungen von einem anderen Team entwickelt und die echten Experten arbeiten an der Antivirensoftware selbst - aber das ist ein gutes Beispiel dafür, wie diese Antivirus-Browsererweiterungen von nutzlos zu schädlich werden können.\nBeispiel 2: McAfee und Norton Denken Sie nicht, dass Microsoft Edge sicher ist (weil es ihr Add-On nicht unterstützt)\nWenn Sie die Entwicklung von Microsoft Edge für Windows 10 verfolgt haben, werden Sie sicher sein, dass es mehr ist sicherer Webbrowser als Internet Explorer. Es läuft in einer Sandbox und gibt die Unterstützung für alte, unsichere Plug-In-Technologien wie ActiveX auf. Es hat eine stromlinienförmigere Codebasis und eine Vielzahl anderer Verbesserungen, wie zum Beispiel Schutz vor "binärer Injektion", wo andere Programme Code in den Microsoft Edge-Prozess einfügen.\nUnd doch, McAfee - das ist sogar standardmäßig auf vielen neuen installiert Windows 10 PCs - Sie möchten Microsoft Edge nicht verwenden. McAfee empfiehlt Ihnen stattdessen, Internet Explorer zu verwenden, und wird Edge aus der Taskleiste entfernen und den Internet Explorer dort anheften, wenn Sie es zulassen. Alles, damit Sie weiterhin die McAfee-Browsererweiterung verwenden können.\nAuch wenn diese Browsererweiterung Ihnen ein wenig Sicherheit bietet - etwas, was wir nicht wirklich glauben -, wäre Ihnen die verbesserte Sicherheit in Microsoft Edge viel besser. Norton tut etwas Ähnliches und empfiehlt Ihnen, einen "unterstützten Browser" wie Internet Explorer unter Windows 10 zu verwenden.\nZum Glück wird Microsoft Edge bald Chrome-Browsererweiterungen unterstützen. Und wenn dies der Fall ist, können McAfee und Norton ihre Browsererweiterungen für Edge-Benutzer erzwingen und die Weiterleitung an den alten und nicht mehr aktuellen IE stoppen.\nBeispiel 3: Avasts Online-Sicherheitserweiterung Einmal aufgenommene Anzeigen und Tracking\nVERWANDT: Avast Antivirus hat Sie mit Adware ausspioniert (bis heute)\nAvast installiert einen "Avast! Online Security "-Browser-Erweiterung, wenn Sie die Hauptsicherheitssuite installieren, und später fügten sie der Erweiterung in einem Update ein Feature namens" SafePrice "hinzu. Diese Funktion war standardmäßig aktiviert und zeigte während des Browsens Empfehlungen für den Online-Einkauf an - also Anzeigen, die vermutlich Avast Geld machen, wenn Sie darauf klicken.\nDafür hat er Ihnen eine eindeutige Tracking-ID zugewiesen und alle gesendet einzelne Webseite, die Sie zu den Avast-Servern besucht haben und die mit dieser eindeutigen ID verknüpft sind. Mit anderen Worten, Avast hat Ihr gesamtes Web-Browsing verfolgt und es zum Anzeigen von Anzeigen verwendet. Glücklicherweise entfernte Avast schließlich SafePrice von seiner Hauptbrowsererweiterung. Aber Antiviren-Unternehmen sehen ihre "Sicherheit" -Erweiterungen eindeutig als eine Gelegenheit, tief in den Browser einzutauchen und Ihnen Anzeigen (oder "Produktempfehlungen") zu zeigen, nicht nur eine Möglichkeit, Sie zu schützen.\nEs sind nicht nur Browser-Erweiterungen Sollte auch andere Browser-Integrationen deaktivieren, sind\nErweiterungen nur ein Teil des Problems. Jede Form der Browser-Integration kann Sicherheitslücken verursachen. Antivirenprogramme möchten häufig den gesamten Netzwerkverkehr überwachen und untersuchen, aber normalerweise können sie nicht sehen, was in einer verschlüsselten Verbindung geschieht, beispielsweise in der, die Sie für den Zugriff auf Ihre E-Mail, Ihre Bank oder Facebook verwenden. Schließlich ist das der Punkt der Verschlüsselung, um diesen Datenverkehr privat zu halten. Um diese Einschränkung zu umgehen, führen einige Antivirenprogramme effektiv einen "Man-in-the-Middle" -Angriff durch, damit sie überwachen können, was tatsächlich über eine verschlüsselte Verbindung geschieht. Diese funktionieren sehr ähnlich wie Superfish und ersetzen Zertifikate durch eigene Antivirenprogramme. Der MalwareBytes-Blog erklärt das Verhalten von avast !.\nDiese Funktion ist im Allgemeinen nur eine Option im Antivirenprogramm selbst und nicht Teil einer Browsererweiterung, aber es lohnt sich, sie trotzdem zu diskutieren. Zum Beispiel enthielt der SSL-Abfangcode von Avast eine leicht ausnutzbare Sicherheitslücke, die von einem böswilligen Server genutzt werden könnte. "Erhalte wenigstens einen Praktikanten, um deinen [code] zu überfliegen, bevor du ihn verschickst", twitterte Ormandy, nachdem er das Problem entdeckt hatte. Es ist einer dieser Bugs, die Avast, eine Sicherheitsfirma, hätte erwischen müssen, bevor er sie an die Benutzer versendet.\nWie er in folgenden Tweets argumentierte, fügt dieser Man-in-the-Middle-Code einfach mehr "Angriffsfläche" hinzu der Browser, der bösartigen Websites eine andere Möglichkeit gibt, Sie anzugreifen. Selbst wenn die Entwickler Ihres Sicherheitsprogramms vorsichtiger vorgehen, sind Funktionen, die Ihren Browser manipulieren, ein hohes Risiko für wenig Belohnung. Ihr Browser enthält bereits Anti-Malware- und Anti-Phishing-Funktionen, und Suchmaschinen wie Google und Bing versuchen bereits, gefährliche Websites zu identifizieren und zu vermeiden, Sie dorthin zu schicken.\nSie brauchen diese Funktionen nicht, also deaktivieren Sie\nHier ist Die Sache: abgesehen von den oben genannten Problemen sind diese Browsererweiterungen immer noch nicht notwendig.\nDie meisten dieser Antivirus-Produkte versprechen, Sie online sicherer zu machen, indem Sie schlechte Webseiten blockieren und schlechte Suchergebnisse erkennen. Aber Suchmaschinen wie Google tun dies bereits standardmäßig , und Seitenfilter für Phishing und Malware sind in Google Chrome, Mozilla Firefox und den Webbrowsern von Microsoft integriert. Ihr Browser kann sich selbst bedienen.\nInstallieren Sie die Browsererweiterung nicht, egal welches Antivirenprogramm Sie verwenden. Wenn Sie es bereits installiert haben oder keine Auswahl hatten (viele installieren ihre Erweiterungen standardmäßig), rufen Sie die Seite Erweiterungen, Add-Ons oder Plugins in Ihrem Webbrowser auf und deaktivieren Sie alle Erweiterungen, die mit Ihrer Sicherheitssuite verknüpft sind. Wenn Ihr Antivirenprogramm eine Art "Browserintegration" hat, die die grundlegende SSL-Verschlüsselung nicht mehr unterstützt, sollten Sie diese Funktion wahrscheinlich ebenfalls deaktivieren.\nInteressanterweise hat Ormandy eine Vielzahl von Sicherheitslücken in vielen gefunden, Viele verschiedene Antivirus-Programme empfehlen Microsoft Windows Defender mit dem Hinweis, dass es "kein komplettes Chaos" ist und "ein einigermaßen kompetentes Sicherheitsteam hat". Windows Defender hat zwar seine Schwächen, versucht es aber zumindest nicht der Browser mit diesen zusätzlichen Funktionen.\nWenn Sie ein leistungsfähigeres Antivirenprogramm als Windows Defender verwenden möchten, müssen Sie seine Browserfunktionen natürlich nicht verwenden, um sicher zu bleiben. Wenn Sie also ein weiteres kostenloses Antivirenprogramm herunterladen, müssen Sie die Browserfunktionen und -erweiterungen deaktivieren. Ihr Antivirenprogramm kann Sie vor schädlichen Dateien schützen, die Sie herunterladen können, und Angriffe auf Ihren Webbrowser ohne diese Integrationen durchführen.\nWenn Sie wie ich sind, haben Sie wahrscheinlich schon von Raspberry Pi gehört, und wie es verwendet werden kann, um Ihre eigenen DIY-Projekte zu erstellen, wie Einrichten eines Home-Media-Servers oder Steuern eines Roboters oder Überwachen des Wetters. Wenn Sie gerne mit Elektronik basteln, ist Raspberry Pi ein guter Ausgangspunkt für Anfänger oder Fortgeschrittene.Wen\nDer Ordner Eigene Dateien befindet sich standardmäßig in Windows XP und Windows Vista befindet sich auf demselben Laufwerk oder derselben Partition wie das Betriebssystem. Dies ist in Ordnung für alle, die nur ein einzelnes Laufwerk oder eine einzelne Partition auf ihren Computern haben, wie z. B. d\nWie man einen halbfertigen Download in uTorrent bewegt


VIDEO: Bruchlandung von Kampfbomber in Nordrussland – drei Tote - Sputnik Deutschland\n14:49 25 Oktober 2020\n14:52 27.01.2019 (aktualisiert 16:13 27.01.2019) Zum Kurzlink\nDie Tragödie hat sich am vergangenen Dienstag bei einem Übungsflug ereignet. Wie es beim russischen Verteidigungsministerium hieß, sei das Flugzeug mit einer Schneefront konfrontiert gewesen und zu einer harten Landung gezwungen worden.\nDie Maschine zerbrach beim Aufsetzen und fing Feuer. Drei Crewmitglieder kamen ums Leben, ein Pilot wurde schwer verletzt.\nDas Ministerium schließt einen technischen Defekt an der Maschine als mögliche Ursache nicht aus.\nDer Schwenkflügel-Überschallbomber war vor 33 Jahren gebaut und im Jahr 2012 grundüberholt worden und sollte in nächster Zeit modifiziert werden.\nMotorflugzeug-Absturz in Brandenburg – Tote\nBruchlandung, Tragödie, Tote, Flugzeug, Verteidigungsministerium, Russland


Batterien und Akkus: Sicherer Transport von Li-Ionen-Batterien | elektroniknet.de\nBatterien und Akkus : Sicherer Transport von Li-Ionen-Batterien\n10.11.2014 Von Benno Diemer\nLithium-Batterien bei unsachgemäßer Behandlung verursachen Brand\nIm Flugzeug, am Flughafen oder in einem Güterzug können die Folgen einer Explosion oder eines unkontrollierten Brands katastrophal sein. Als Energiequelle mit hoher Dichte könnten Li-Batterien einen Brand verursachen, wenn sie nicht sachgemäß behandelt werden und ihre Schutz- und Sicherheitseinrichtungen gestört sind oder umgangen werden.\nEin durch eine Batterie verursachter Brand kann nicht einfach mit den geringen Mengen an Wasser gelöscht werden, die an Bord eines Flugzeugs verfügbar sind, sondern benötigt spezielle Feuerlöscher. Das Schadens-potenzial und die Gefährdung von Menschenleben sind offensichtlich, falls eine Batterie an Bord in Brand gerät.\nTatsächlich sind Lithium-Batterien in den Jahren bis 2013 mit einer kleinen Anzahl von Bränden an Bord von Flugzeugen in Verbindung gebracht worden. Dies hat zu einer Überarbeitung der Bestimmungen zum Transport von Lithium-Batterien in Luftfahrzeugen geführt. Seither müssen strengere Vorschriften bei der Handhabung, Vorbereitung, Verpackung und Kennzeichnung von Lithium-Zellen und -Batterien, die an Bord von Flugzeugen gebracht werden, eingehalten werden – ähnliche Bestimmungen gelten übrigens für andere Transportarten, z.B. den Schienen-, Straßen- und Seetransport.\nDadurch ergibt sich jedoch eine Reihe von Fragen für OEMs, die Lithium-Batterien als Einzelteile oder in Geräten eingebaut oder beigepackt transportieren wollen:\nWie kann ein OEM gewährleisten, dass er die vielen komplexen Bestimmungen zum Lufttransport von Lithium-Batterien einhält?\nReicht die Einhaltung der Bestimmungen allein, um einen sicheren Transport zu garantieren?\nDie Funktion der Lufttransportbestimmungen\nDie letzte Version des Leitfadens zu Lithium-Batterien der IATA (Internationale Luftfahrtorganisation, die Handelsvereinigung der Luftfahrtgesellschaften auf der ganzen Welt) baut auf den Bestimmungen zwei verschiedener Richtlinien auf:\nder Ausgabe 2013-2014 der technischen Anweisung zum sicheren Transport von Gefahrgütern auf dem Luftweg der ICAO (International Civil Aviation Organization) sowie\nder 55. Ausgabe der Gefahrgutbestimmungen der IATA (IATA-DGR).\nDiese Regeln bauen auf dem bekannten Verhalten von Lithium-Zellen und -Batterien auf. Der relevante Ausfallmodus von Batterien auf dem Transportweg (und nicht im Gebrauch) ist normalerweise ein Kurzschluss. Dadurch können gefährlich hohe Ströme auftreten, die zu einer Überhitzung führen, in deren Folge die Batterie explodieren oder in Brand geraten kann.\nEine Ursache für Kurzschlüsse ist das Eindringen von Staub oder anderen Partikeln in eine Zelle während der Produktion, wodurch die Trennschicht zwischen Anode und Kathode beeinträchtigt wird. Renommierte Hersteller von Markenzellen und Batteriehersteller produzieren und verwenden Zellen anerkannt guter Qualität, bei denen der Grad der Verunreinigungen äußerst niedrig und somit sicher ist.\nSeit dem 1. Januar 2013 schreiben die Klassifizierungskriterien der Gefahrgutvorschriften für Lithium-Batterien vor, dass Zellen und Batterien unter einem Qualitätsmanagement-Programm gefertigt werden müssen. Ein solches Programm sorgt für die Produktion hochwertiger Zellen, bei denen das Risiko gefährlicher interner Verunreinigungen äußerst gering ist.\nBei einer Batterie aus Zellen hoher Qualität besteht theoretisch weiterhin das Risiko eines Kurzschlusses durch eine elektrisch leitende Verbindung zwischen den positiven und negativen Anschlüssen am Batteriegehäuse bzw. bei Batterien, die in Geräten eingebaut sind, das Risiko eines ungewollten Einschaltens. Dieses Risiko liegt dem größten Teil der Bestimmungen zugrunde, die für die OEMs von Bedeutung sind. Grundsätzlich verlangen die Bestimmungen, dass Batterien so verpackt sind, dass die Isolierung zwischen den Klemmen der Batterie vom Ort der Produktion bis zum endgültigen Bestimmungsort aufrechterhalten wird. Hierzu gehört ein Schutz gegen das Risiko einer Berührung mit elektrisch leitenden Stoffen im Inneren der Verpackung, die zu einem Kurzschluss führen könnte. Bei Geräten mit einer eingebauten Batterie muss die Verpackung ein ungewolltes Einschalten verhindern, indem beispielsweise die Batterieklemmen gegenüber den geräteseitigen Anschlüssen isoliert werden.\nSicherer Transport von Li-Ionen-Batterien\nLufttransportbestimmungen im Überblick\nBewährte Techniken für den Transport\nDrei Schritte zum sicheren Transport


Wenn Sie bisher noch niemanden von der Schwangerschaft erzählt haben, wird diese in den nächsten Wochen durch die Symptome deutlich sichtbar. Sie selbst werden vielleicht bemerken, dass Sie sich morgens nach dem Aufstehen unwohl fühlen. Die Morgenübelkeit trifft fast dreiviertel aller Frauen. Manche Frauen produzieren zudem vermehrt Speichel, ihr Bauch fühlt sich aufgebläht an oder ihre Brüste wirken schwer und empfindlich. Ihre Kollegen auf der Arbeit könnten Sie auch eventuell fragen, warum Sie so oft zur Toilette rennen. Ein erhöhter Harndrang ist in diesen Wochen nämlich keine Seltenheit. Ebenso das Gefühl von Antriebslosigkeit und Müdigkeit. Dennoch ist jede Frau unterschiedlich und Sie werden wahrscheinlich nicht alle Symptome erfahren. Für diejenigen, die dennoch damit zu kämpfen haben - haben Sie etwas Geduld. Die meisten Symptome verschwinden ab dem vierten Monat. Doch was passiert jetzt eigentlich genau unter Ihrem Herzen?\nDer Embryo mit seinem winzigen Schwanz erinnert jetzt mehr an eine kleine Kaulquappe, als einem Baby, aber das ändert sich schnell. Er hat inzwischen die Größe eines Orangenkerns und beherbergt ein winziges Herz in sich. Dieses ist zwar noch nicht vollständig funktionstüchtig, aber es schlägt schon. Wenn Sie in dieser Woche zum Arzt gehen, können Sie es bei der Ultraschalluntersuchung schon erkennen. Falls Sie sich bis jetzt unsicher waren, ob Sie schwanger sind, ist ein Urintest in dieser Woche nun eine eindeutige und zuverlässige Quelle.\nIn dieser Woche nimmt der Embryo langsam Form an. Der Kopf bekommt Wangen, Kiefer, ein Kinn und die Gehörgänge entwickeln sich. Zudem werden aus den kleinen Punkten im Gesicht die Augen und eine kleine Nase hebt sich hervor.\nAußerdem entwickeln sich Leber, Lunge und Niere. Das kleine Herz schlägt inzwischen 80-mal pro Minute und wird allmählich schneller.\nIhr Baby wächst und wächst und ist jetzt so groß wie eine Heidelbeere, aber immerhin 10.000-mal größer als nach der Empfängnis. Pro Minute bilden sich jetzt 100 neue Gehirnzellen. Es bekommt einen Mund, eine Zunge und die Arme und Beine treten hervor. Die Niere beginnt nun mit ihrer Aufgabe und produziert Urin und kümmert sich um die Ausscheidung. In dieser Woche können Sie auch Veränderungen an sich bemerken. Ihre Brüste schwellen an, die Brustwarzen werden dunkler und sie fühlen sich meist müde und kraftlos.\nStolze 15 Millimeter ist das kleine Wesen nun groß und ähnelt nun wirklich einem Menschen. Die Lippen, die Nase, die Augenlider, die Beine und der Rücken sind jetzt nämlich besser erkennbar. Das kleine Herz schlägt inzwischen 150-mal pro Minute und das ist doppelt so schnell, wie Ihr eigenes Herz. Und obwohl Sie es noch nicht bemerken, zuckt Ihr zukünftiges Kind schon im Bauch.\nWenn Sie mehr über die einzelnen Stadien der Schwangerschaft wissen wollen, folgen Sie uns einfach weiterhin auf unserem Blog. Bis dahin wünschen wir Ihnen und Ihrem Baby eine gute Zeit.\nMurkoff, Heidi. Schwangerschaft und Geburt\nLaue, Birgit. Schwangerschaft.