De senaste prototyperna visar fördelarna med det föreslagna systemet när det gäller antennnummer, bandbredd, latens och dataflöde. Det föreslagna systemet är också utrustat med skalbarhet, vilket gör systemet tillämpligt på ett brett spektrum av massiva scenarier. Nyckelord: massiv MIMO; prototypsystem; programvarudefinierad radio; TDD Femte generationens (5G) cellulära system, som förväntas släppas 2020 enligt IMT-2020 road map [1], representerar ett paradigmskifte i mobila nätverk. För att uppnå visionerna av 5G är enkla utvecklingar från befintlig trådlös teknik, såsom 3GPP LTE och Wi-Fi otillräckliga. Ny omvälvande teknik måste införas på både nät- och enhetsnivå. Bland dessa tekniker anses massiva multipla input multipel output (MIMO) vara det mest betydande genombrottet i basstationer (BS) [2]. Olika från den konventionella multianvändaren MIMO (MU-MIMO), massiva MIMO lovar betydande vinster i trådlösa datahastigheter och Abstract: På grund av den dramatiska mobil IP-tillväxt, det framväxande Internet of Things, och molnbaserade program, trådlösa nätverk bevittnar ett paradigmskifte. Genom att fullt ut utnyttja den rumsliga graden av frihet lovar massiva multi-input-multiple-output-system (MIMO) betydande vinster i datahastigheter och länktillförlitlighet. Även om forskarsamhället har insett de teoretiska fördelarna med dessa system, är det i praktiken en utmaning att bygga hårdvaran i sådana komplexa system. Denna uppsats presenterar en tidsdelning duplex (TDD)-baserad 128-antenna massiva MIMO prototypsystem från teori till verklighet. För det första tillhandahålls en analytisk signalmodell för att underlätta installationen av en genomförbar massiv MIMO-prototyp. För det andra genomförs en länk-nivå-simulering som överensstämmer med praktiska TDD-baserade massiva MIMO-system för att vägleda och validera den massiva MIMO-systemets design. Vi designar och implementerar det TDD-baserade 128-antenna massiva MIMO-prototypen med de riktlinjer som erhållits från länknivåsimuleringen. Upplänka realtid videoöverföring och nedlänk dataöverföring under konfigurationen av flera enda antenn användare uppnås. [26] utformat av Eurocom och ARIES genomfört av Facebook [27]. Genom att använda hierarkiska och modulära designprinciper visar Argos skalbarhet och flexibilitet vid implementering. Argos V1 [21] byggdes med en 64-antenna BS och betjänar 15 enda antennanvändare samtidigt med 0,625 MHz bandbredd i TDD-läget. Kanalmätningar utförs för line-of-sight (LOS) och non-line-of-sight (NLOS)-scenarier genom mätning av signal till interferens plus bullerförhållande. I Argos V2 [22], en uppgraderad version av Argos V1, ökar antalet BS-antenner till 96, och 32 dataströmmar stöds. Både Argos V1 och V2 byggdes baserat på kommersiellt tillgänglig hårdvara, nämligen Wireless Open Access Research Platform, som har en öppen fältprogrammerbar grind array (FPGA) och två RF-kedjor ombord. Jämfört med Argos är LuMaMi en 100-antenn SDR-baserad centraliserad massiv MIMO-testbädd som kan betjäna 12 enkelantennanvändare i samma tidfrekvensresurs med en TDD LTE-liknande ramstruktur över 20 MHz bandbredd. Tvärtom, OAI massiv MIMO testbädd är en allmän ändamål processor (GP-P)-baserad 64-antenna LTE-kompatibel massiv MIMO prototypsystem; det kan tjäna upp till fyra användarutrustningar samtidigt med 5 MHz bandbredd. Dessutom har Facebook utvecklat en 96-antenna massiv MIMO-prototypsystem som kan stödja 24 dataströmmar i deras ARIES-projekt. Flera ledande tillverkare av kommunikationsnätverksutrustning, såsom Huawei, ZTE och Samsung, länkar pålitlighet genom att använda ett stort överskott av BS-antenner för att tjäna ett relativt litet antal användarutrustning (UE) över samma tidsfrekvens resursblock. Massive MIMO har under de senaste åren fått ökad uppmärksamhet från akademin och industrin och har blivit ett av de mest dynamiska forskningsämnena inom trådlös kommunikation [3] - [14]. Referens [3] visade att i ett massivt MIMO-system är MU-MIMO-kanalen asymptotiskt ortogonal när kanalkoefficienterna för olika antennelement är oberoende och identiskt fördelade (i.i.d.). Genom att fullt ut utnyttja de rumsliga graderna av frihet för den storskaliga antennmatrisen, är hårdvaruvänliga linjära förkodningssystem, såsom maximal-kvot sändning (MRT) och nollkraft (ZF), tillräckliga för att uppnå optimal prestanda. Dessutom, Ngo et al. [15] rapporterade att massiv MIMO har lovande möjligheter att förbättra energieffektiviteten, vilket är mycket viktigt för framtida gröna trådlösa nät. Även om massiv MIMO-teknik har många önskvärda funktioner som kan användas i framtida trådlösa nätverk, väcker användningen av en storskalig antennsystem nya frågor. För det första är det svårt att få exakt information om kanaltillstånd på sändarsidan för nedlänken, särskilt när systemet fungerar i frekvensdivisionen duplex (FDD) läge [5]. Även i tid division duplex (TDD) läge, hårdvaruobalans finns mellan BS och UE, och denna missmatchning försämrar kanal ömsesidighet och kräver radiofrekvens (RF) kalibrering före nedlänk överföring [6], [16]-[18]. För det andra ökar hårdvaru- och beräkningskomplexiteten dramatiskt med storleken på storskaliga antennsystem; denna ökning innebär utmaningar för utformningen och genomförandet av massiva MIMO-prototyper. Dessa utmaningar inkluderar (1) stor efterfrågan på flexibla programvarudefinierade radioapparater (SDR) för att ta emot och överföra RF-signaler, (2) exakt tid och frekvenssynkronisering mellan olika RF-enheter, (3) hög dataflödesbuss för att samla in och överföra massiva data, och (4) hög beräkningscapaChina Communications • December 2017 164 prototypsystem är värdefullt vid utvärdering av de processalgoritmer som implementeras (t.ex. RF kalibreringsalgoritm och förkodning av flera användare). (c) Vi designar och bygger ett praktiskt TDD-baserat 128-antenna massivt MIMO-prototypsystem. Prototypningssystemets ramstruktur omkonfigureras, och videoöverföring i realtid i upplänks- och konstellationsdataöverföringen i nedlänken uppnås. Den framgångsrika videoöverföringen i realtid (HD) av flera enkelantennanvändare belyser den låga bearbetningslatensen och bättre bitfelsfrekvensen (Ber) i vårt system. Dessutom studerar vi mätningar av multianvändare massiva MIMO-kanaler över 20 MHz bandbredd och effekten av ömsesidighetskalibrering. Resten av detta dokument är organiserat enligt följande. Den teoretiska systemmodellen presenteras i avsnitt II. I avsnitt III beskrivs simuleringen av systemets länknivå i detalj. Systemdesignen och experimentuppställningen för validering av prototypkonstruktionen presenteras i avsnitt IV, och i avsnitt V presenteras motsvarande experimentella resultat och jämförelser med toppmoderna prototypsystem. Slutsatserna finns i avsnitt VI. Notering: Vi använder stora och små bokstäver fetstil för att beteckna matriser och vektorer, respektive. Den N N × identitetsmatrisen betecknas av I N, den all-noll matrisen betecknas med 0, och den all-one matrisen betecknas med 1. e k  på K × 1 representerar kth enhet vektorn, dvs, vektorn som är noll i alla poster, med undantag för kth posten där den är inställd på 1.  Signalmodellen för vårt TDD-baserade massiva MIMO-prototypsystem presenteras i detta avsnitt. Den analytiska modellen erbjuder en overhave som också är involverad i massiv MIMO-relaterad forsknings- och utvecklingsverksamhet. Det mesta av det befintliga arbetet på prototyp massiv MIMO fokuserar på antingen kanalmätning eller komplex systemdesign från hårdvarusynpunkt. En tydlig, detaljerad systemdesign procedur från teori till länk-nivå simulering och tills systemhårdvara design saknas. Att tydligt klargöra processen på länknivå för ett TDD-baserat massivt MIMO-prototypsystem skulle hjälpa forskare att lösa praktiska problem och föreslå optimala algoritmer. För att ta itu med dessa begränsningar presenterar vi utformningen och genomförandet av en TDD-baserad 128-antenna massiv MIMO prototypsystem från teori till verklighet. För att ge en översikt över grunderna bakom den föreslagna prototypsystemkonstruktionen presenterar vi först den analytiska modellen av det TDD-baserade massiva MIMO-systemet. För det andra beskrivs det detaljerade förfarandet för simulering på länknivå (inklusive upplänk- och nedlänköverföringsprocesser), som är förenligt med ett praktiskt prototypsystem. Syftet med simuleringen på länknivå är att kontrollera om hela överföringssystemet är genomförbart och ge vägledning för systemfelsökning och algoritmval. Slutligen presenterar vi systemkonfigurationen och experimentresultaten för att validera vår systemdesign. De viktigaste bidragen i detta arbete sammanfattas enligt följande: a) Vi tillhandahåller en analytisk signalmodell för ett praktiskt TDD-baserat massivt MIMO-prototypsystem. Konstruktionen av ramstrukturen, frekvens ortogonal pilot och QR dekompositionsbaserad linjär minsta kvadratfel (LMMSE) detektor ingår. Den analytiska signalmodellen underlättar installationen av en genomförbar massiv MIMO-prototyp. (b) Hela förfarandet för länknivåsimuleringen, som överensstämmer med ett praktiskt TDD-baserat 128-antenna massivt MIMO-prototypsystem, presenteras. Med tanke på att hårdvaran missmatchning mellan BS och UE beaktas, emulering av länk-nivå behandlingsförfarande för Kina Kommunikationer • December 2017 165 används för UE i ( 0,, 1) i K =... −, sedan subcarrier K används igen för UE 0, och så vidare. Närmare uppgifter om resursfördelningssystemet finns i figur 3. Som visas i figur 3, grupperar vi varje K på varandra följande underbärare i ett underband 2, som ger N/K underband markerade som Sub 0, Sub 1,..., Sub N/K-1. Varje användare överför endast piloter på sina tilldelade undertransportörer av varje delband på piloten OFDM-symbolen; de andra undertransportörerna K‐1 på underbanden bevaras. När kanalen har uppskattats för metoden minst kvadrat (LS) används kanalestimatet för de andra K‐1-deltransportörerna i Sub, d.v.s. nollgreppet används i varje delband i vårt system. Signalmodellen för upplänkspilotöverföringen vid Sub i över den blockerande kanalen ges av Y H P Z där är den mottagna signalen vid är pilotmatrisen med j: e kolumnen bild av grunderna bakom den föreslagna prototypsystemdesignen och underlättar installationen av en genomförbar massiv MIMO prototypsystem. Vi anser att en enda-cells multi-användare (MU) massiv MIMO-system, där BS är utrustad med M antenner och samtidigt betjänar K ( K M ) en-antenn användare vid samma tidfrekvens resurs (fi gure 1). Systemet fungerar i TDD läge, och ortogonal frekvensdivision multiplexing (OFDM) teknik används. Figur 2 visar LTE-liknande ramstruktur 1. Specifi, en 10 ms radioram är uppdelad i 10 underramar. Med undantag för Subframe 0, som används för synkronisering mellan BS och UE genom den primära synkroniseringssignalen (PSS), alla andra underramar (dvs. Underramar 1 till 9) används för dataöverföring. Varje underram har samma struktur på två 0,5 ms tidsslots, och varje tid slits består av sju OFDM symboler. Med tanke på att bildschemat i vårt prototypsystem är programmerbart kan ramstrukturen konfigureras flexibelt för att möta efterfrågan på dataöverföring i olika scenarier. Dessutom kan vi allokera alla data OFDM symboler till antingen upplänk eller nedlänk överföring för att uppnå högsta dataöverföringshastighet och spektral effektivitet. Framför allt är skyddssymbolen OFDM reserverad för TDD-brytaren. Inga data överförs i skyddssymbolen OFDM. I detta exempel arrangerar vi två OFDM-datasymboler för upplänken på grund av upplänken videoströmningsprogram i realtid som ska realiseras i vårt prototypsystem. Innan dataöverföringen via upplänken överförs upplänkspiloten ODM-symbolen av K-användarna (märkt som UE UE 0 1,,... K − ) för kanaluppskattning vid BS. Vi antar frekvens ortogonala piloter för olika användare, och K angränsande underbärare tilldelas successivt K-användare, t.ex., subcarrier i är Resurselement Resursblock En ram(10 ms) är en K K × övre triangelmatris. Genom att ersätta (7) in i (6), W lmmse,n kan härledas som Från (7), kan vi se vilka innebär Kombination (8), (9), och (11) resulterar i Därför, kan matris inversion ersättas med QR nedbrytningen av den förlängda kanalen matris B, som lätt kan realiseras genom gram-Schmidt ortogonalization. Liknar det i upplänken överför BS i nedlänken piloten OFDM-symbolen, följt av nedlänksdata OFDM-symbolerna. Fördelningen av nedlänk pilot liknar den i upplänken, och frekvens ortogonala piloter används för olika användare. Dessutom, i överensstämmelse med överföringen av nedlänksdata, utsätts även nedlänkpiloter för förkodning av nedlänk, vilket innebär att kanalskattningarna på användarutrustningens sidor är effektiva kanaler. Vi låter beteckna de informationsbärande signalerna som ska överföras till K-användarna. Den uppfyller effektbegränsningen, dvs. E{ } x n 2 = ρ, där ρ är den totala sändningskraften vid BS. Vi använder F n  och M K × för prekodermatrisen och den mottagna signalen vid K-användare ges av var är downlink kanalmatrisen på subcarrier n, D n är en diagonal matris med dess viktigaste diagonala element är RF 1 ) som representerar den normaliserade pilot vektorn av UE j, och är bullermatrisen. Därför, genom att använda LS-kanaluppskattning och noll-hold metod, multi-användare upplänk kanal på subcarrier Substitution (1) till (2) resulterar i där där där som kan observeras från (6), matris inversion måste genomföras för att uppnå LMMSE detektorn. Denna inversion resulterar i betydande computational komplexitet särskilt i FPGA-baserade massiva MIMO prototypsystem. För att ta itu med denna utmaning använder vi QR-nedbrytningsmetoden som diskuteras i [20], [28], [29] för att lösa matrisen inversion problem. Vi definierar den utökade kanalmatrisen som China Communications • December 2017 subcarrier n för användare k anges av där den andra posten är downlink kanal uppskattning fel. Därefter bearbetar användaren sin mottagna data genom att multiplicera den konjugerade överföringen av uppskattningen av den effektiva kanalen, vilket enligt (13) resulterar i att vi kombinerar (16) och (17) får w h e r e t h e f i r s t t e r m c o r r e s p o n d s t o t h e d e s i r e d s i g n a l, t h e s e c o n d t e m n p x interferens från andra användare, och den tredje härrör från kanalens buller. En länk-nivå-simulering av det TDD-baserade 128-antenna massiva MIMO-systemet presenteras i detta avsnitt. Först presenterar vi simuleringsparametrarna inklusive systemkonfiguration och kanalmodell. För det andra visar vi systemblockdiagrammet som illustrerar överföringsförfarandet på länknivå i detalj. Numeriska resultat presenteras i slutet av avsnittet. Simuleringen utförs på liknande sätt som för LTE-cellsystem. Inställningarna för simuleringsparametrarna visas i tabell 1. Både OFDM-teknik och frekvens ortogonala piloter används i simuleringen på länknivå. Tid-frekvens resursnäten för de 12 enda antenn användare presenteras i figur 3, där varje delband innehåller 12 underbärare. Dessutom utförs simuleringen baserat på den rumsliga kanalmodellen (SCM) [30], och inställningarna för kanalmodellen visas i tabell 2. kalibreringskoefficienter, och n är en komplex Gaussian brusvektor med i.i.d. Varianselement för enheter. Detaljerna för RF-kalibreringskoefficienterna visas i avsnitt IV. I vårt massiva MIMO-prototypsystem används två förkodningsstrategier, nämligen LMMSE förkodning och MRT förkodning. För LMMSE förkodning, precoder matris F n ges av och för MRT, precoder matris F n definieras som där diagonal ρ 1n och ι 2n introduceras för att normalisera kolumnerna i W lmmse, På användarsidan, minst fyrkantig kanal uppskattning och maximal-ratio kombination används. Med tanke på användningen av frekvens ortogonala piloter och antagandet att n K k mod =, är nedlänk pilotvektorn på subcarrier n innan förkodning vid BS ges av p e p nk en QPSK modulerad symbol med en enhet norm för användare k på subcarrier n. Vi d e f i n e D F A a a n n n n n n nK, w h e r e ennk  på M × 1 är kolumnvektorn för den effektiva precodermatrisen A n, och h nk är nedlänkkanalen för användare k på subcarrier n. Uppskattningen av den effektiva kanalen på 169 med vår prototypsystemdesign. Som diskuteras i [31], kan ömsesidighet kalibrering utföras antingen före eller efter förkodning; dessa två scenarier kallas Pre-Cal respektive efter förkodning kalibrering (Post-Cal). [17] påpekade dock att Pre-Cal-systemet överträffar Post-Cal, vilket motiverade användningen av pre-Cal-metoden i vårt simulerings- och prototypsystem. Upplänköverföringen börjar efter lyckad synkronisering mellan BS och UE Enligt den systemmodell och simuleringsparametrar som anges ovan, länk-nivå förfarande blockdiagram över TDD-baserade massiva MIMO-system visas i figur 4. Först, genom den praktiska mätningen, vi modellerar hårdvara missmatchning försämringar som komplexa multiplikativa koefficienter på subcarriers med enhet norm och slumpmässiga faser för både BS och UEs antenner. Före överföringen mellan BS och UE utförs därför ömsesidighetskalibrering vid BS. 5 Genom att ställa in en antenn i antennmatrisen som referensantenn och de andra sänder referenssignaler till referensen, kan BS få alla kalibreringskoefficienter och utföra kalibrering i upplänken. Det detaljerade förfarandet för kalibrering av relativ ömsesidighet liknar det för ett praktiskt prototypsystem och presenteras i avsnitt IV. I synnerhet använder vi pre-prekodning kalibrering (Pre-Cal) i vår länk-nivå simulering för konsistens 170 form (FFT) och CP borttagning, följs av RF kalibrering, LS-kanal uppskattning, och gemensam LMMSE detektion. QAM demodulation genomförs slutligen för att återställa rådata bitar och beräkna bit felfrekvensen (BER). Nedlänken antar en omvänd process av upplänken. Först skapas rådatabitar för flera enstaka antennanvändare vid BS. Efter QAM-modulering, förkodning (baserat på uppskattningar av upplänkskanalen) och ODM-modulering överförs användarnas ODM-modulerade signaler av de massiva MIMO BS över SCM-kanalen. Särskilt antar vi att kanalen är kvasistatisk inom en tidsrymd, så SCM kanalkoefficienter under en av PSS. I upplänken, om den nuvarande OFDM symbolen används för upplänk pilot överföring, sedan pilot symboler (QPSK moduleras) genereras och mappas in resurselement i enlighet med tid-frekvens resurs rutnät i figur 3. I annat fall genereras rådatabitar, QAM moduleras och kartläggs sedan in i resurselement i enlighet med de tidsfrekvensresurser som ska bearbetas vidare, t.ex. ODM-modulering. I ODM modulering, omvänt snabb Fouriertransform (IFFT) och cyklisk prefix (CP) genomförs. Därefter överförs antingen piloten eller data OFDM-symbolen av UE via SCM-kanalen. Vid BS slutet, OFDM demodulation, dvs snabb Fourier trans- Baserat på länk-nivå simulering, undersöker vi effekterna av ömsesidighet kalibrering under olika förkodning matriser, BER för olika användare med olika modulering, och data genomströmning av systemet. Figur 5 visar effekten av ömsesidighetskalibrering i upplänks- och nedlänkdataöverföringen enligt olika förkodningssystem. Reciprocity kalibrering utövar en sig- China Communications • December 2017 173 kalibrering, vilket innebär att vi bara internt kalibrera BS i förhållande till en av dess antenner, är möjlig och kan antas i praktiskt system. Dessutom kan en 128-antenn massiv MIMO BS betjäna dataöverföringen av 12 enda antenn användare vid samma tidfrekvens resurs i både upplänk och nedlänk. Fler användare (t.ex. 24 användare) kan också stödjas genom att konfigurera om ramstrukturen och göra fullt utnyttjande av tidsdelning flera åtkomst. Slutligen är kombinationen av QPSK (eller 16-QAM) modulationsschema och LMMSE-detektor optimal när hårdvarukraftsbegränsningen beaktas (t.ex. är maximal utgångseffekt vid 4,1 GHz 15 dBm), och antennerna är passiva utan en ansluten effektamplifi er. I detta avsnitt presenterar vi hårdvara design av TDD-baserade 128-antenna massiv topphastighet för 12 användare. Som för 64-QAM kan upp till 30.72(MS/s) 6(64-QAM) 12(användare) topphastighet uppnås över en bandbredd på 20 MHz för 12 användare vid hög SNR. 256-QAM kan också stödjas med införandet av kanalkodning. Dessa numeriska resultat ger flera riktlinjer för vår TDD-baserade massiva MIMO-prototypsystemdesign. För det första, med antagandet av en kvasistatisk kanal under en kortplats, fungerar den utformade ramstruktur som presenteras i figur 2 väl. Detta indikerar att ramstrukturen är tillämplig på scenarier där kanalsammanhängande tid är lika med eller större än 0,5 ms. För det andra, som observerats i (18), även om mycket störningar orsakas av andra användare till följd av grov pilot design, simuleringsresultaten visar att nedlänk data från flera användare också kan återvinnas perfekt med hjälp av nedlänk kanal uppskattning. För det tredje är det nödvändigt med ömsesidighetskalibrering, särskilt vid nedlänksöverföring. Dessutom, relativ ömsesidighet FPGA co-processor, används för att hjälpa CPU process basband data såsom kanaluppskattning och MIMO detektor. Som framgår av figur 15 görs hela systemramen med ett PXIe-1085-chassi i hierarkisk design, där PXIe-1085-chassit fungerar som omkopplare. Data som samlas in av USRP RIOs, t.ex. NI 2943R, kommer att konvergera vid varje under PXIe-1085 chassi. Varje under PXIe-1085-chassi kan ansluta upp till 16 USRP-RIOs för att konstruera en MIMO av storlek 32 32 × och aggregerar dessa MIMO-data till huvudchassit PXIe-1085 genom PXIe-8384 och PXIe-8381. På så sätt kan fyra chassin under PXIe-1085 konstruera 128 128 × MIMO. Det huvudsakliga PXIe-1085 chassit är utrustat med inte bara PXIe 8135 högpresterande inbyggda styrenhet utan även PXIe-7976R MIMO prototypsystem inklusive systemarkitektur och experimentinställning. Upplänka och nedlänka dataöverföringsförfaranden tillsammans med hårdvaruenheter diskuteras också i detalj. Systemarkitektur och experimentdistribution Kombination av klockdistributionsmodulen och den höga datagenomströmningen av perifera komponentanslutningar för instrumentering (PXI), systemarkitekturen för vårt TDD-baserade 128-antenna massiva MIMO-prototypsystem baserat på programvarudefinierad radioplattform (dvs USRP-RIO tillverkad av National Instruments) visas i figur 15. För att minska den överväldigande bearbetningsbördan av dataöverföring och signalbehandling på grund av den dramatiskt ökade BS-antennmatrisstorleken har vi delat upp 128-antennna massiva MIMO-prototypen i delsystem med varje delsystem som består av 16 antenner (8 NI 2943Rs). Dessutom införs fyra FPGA-samprocessorer (PXIe-7976R) i huvudchassit PXIe-1085 för att hantera massiva basbandsdata. Distributiva implementationer av funktioner som OFDM (de)modulering, MIMO-detektion och förkodning realiseras i dessa NI 2943Rs och FPGA-medprocessorer. Både hårdvaran och den programvara som används av vårt system är uppbyggda med kommersiellt tillgängliga produkter/lösningar, vilket gör vårt system stabilt, anpassningsvänligt och tillräckligt exakt. En kort introduktion av alla hårdvarukomponenter som ingår i systemblockdiagrammet i figur 15 ges i följande. • PXIe-1085 chassi: 3U PXI Express chassi med 18 slots, inklusive 16 hybrid slots och en PXI Express system timing slot. Varje hybrid slits har en bandbredd på 4 GB/s och kan anslutas med en NI 2943R genom PXIe-8374. • PXIe-8374: MXIe ×4 kabelt PCIe-gränssnittskort, kan användas för att ansluta NI 2943R och PXI chassit för datautbyte med en realtid dataöverföring bandbredd fram till Kina Kommunikation • December 2017 175 niization finns för vårt massiva MIMO-system. Den ena är timing och synkronisering mellan radioenheter på BS, och den andra är timing och synkronisering mellan BS och UEs. För att lösa det tidigare problemet etableras ett distributionsnät för klocka och utlösningssignal med hjälp av OctoClock-modulen vid BS. Figur 10 visar klockan och utlösningssignalens distributionsnät. OctoClock modulen i diagrammet är en signalförstärkare och distributionsmodul, och den kan använda en extern 10 MHz referensklocka som klockkälla och en extern puls per sekund (PPS) signal som en utlösande signalkälla. Ingångsklockans signal och utlösningssignal kommer sedan att förstärkas och distribueras till åtta kanaler i toppnivå OctoClock för att synkronisera timing och utlösningssignaler för andra nivån åtta OctoClock-moduler eller åtta USRP-RIO-enheter beroende på den anslutna periferin. Principen för klockan och utlösningssignal distributionsnät kan sammanfattas på följande sätt: För det första, timing och synkronisering modulen PXIe-6674T, som har en ugnsstyrd kristalloscillator (OCXO), får en digital utlösningssignal från master NI 2943R och genererar en stabil och exakt 10 MHz ref- FPGA co-processor för att förbättra databehandlingskapaciteten. Längst ner i figur 15 visas sammanlagt åtta delsystem, där varje delsystem innehåller åtta USRP RIO, dvs. sexton antenner. I varje delsystem fungerar två av de åtta RIO:erna för USRP som datakombinator respektive datasplitter för detta delsystem. Alla sexton antennernas hela band (dvs. 20 MHz) basbandsdata kommer att grupperas i på varandra följande databitar och anpassas till antennindexet i datakombinatorn i upplänken och datadelaren i nedlänken. I datakombinatorn aggregeras basbandsdata i det nuvarande delsystemet och kommer att distribueras till delbandsprocessorerna (dvs. De fyra FPGA-samprocessorerna med varje bearbetning av 5 MHz-basbandsdata) för senare kanaluppskattning och MIMO-detektering. I datadelare aggregeras förkodade basbandsdata från underbandsprocessorer och kommer sedan att distribueras till sexton antenner i det nuvarande delsystemet. Den inbyggda styrenheten ansvarar för att avsluta maskinvarukonfigurationen och initieringen, visa den mottagna konstellationen i upplänken och generera råa bitar för flera användare (MU) i nedlänken. En bild av den monterade 128-antennbasstationen visas i figur 16. En 8 16 × enhetlig plan antennsystem som består av dipol element tilldelas framför rack och ansluta med NI 2943Rs genom SMA kablar. Varje NI 2943R har två RF-kedjor. Därför behöver vårt system 64 NI 2943Rs som är jämnt fördelade och installerade på 4 skåp. Varje skåp är utrustat med 16 NI 2943R och varje PXIe-1085 chassi utgör 2 delsystem utom den andra från vänster, vilket är huvudskåpet och följaktligen utrustad med två PXIe-1085 chassi. I huvudskåpet är mittchassit ett av underchassit PXIe-1085 och botten är huvudchassit PXIe-1085. 2) Synkronisering: Tidtagning och synkronisering är avgörande för system med flera enheter, särskilt ett massivt MIMO-system som kräver installation av ett stort antal radioenheter. Två utmaningar inom timing och synchro- China Communications • December 2017 176 BS och UEs uppnås framgångsrikt. Observera att kompensation för transportörens kompensation måste beaktas på grund av provtagningsfrekvensen mellan BS och UE. 3) Reciprocity Kalibrering: På grundval av de numeriska resultaten i länknivåsimuleringen måste strålformande antenner ha relativt exakt kanaltillståndsinformation (dvs. en konstant multiplikativ faktor över basstationsantenner). Därför är relativ ömsesidighet kalibrering möjlig, och vi inser den relativa kalibreringsmetod som används i vår länk-nivå simulering, som liknar [16], [21]. Kalibreringsprocessen visas i algoritm 1. BS måste avsluta RF-konfigurationen och initieringen innan kalibreringsprocessen inleds, och ingen interferens bör förekomma under kalibreringen. Kalibreringsprocessen kan sammanfattas enligt följande: 1) Varje antenn k k M ( 1,, ) =... på basstationen överför referensvågform, och alla M antenner (inklusive kth en) vid BS ta emot och notera det ner. 2) En av M antennerna väljs som referensuret (känslighet 50 ppb) lokalt. Den digitala utlösningssignalen och 10 MHz-referensklockan vidarebefordras därefter till OctoClock-modulen på toppnivå av PXIe-6674T. Därefter, den toppnivå OctoClock modulen amplifi es den mottagna referensklockan signal och utlösande signal och distribuerar dem till åtta andra nivå OctoClock moduler för ytterligare förstärkning och distribution. Slutligen, varje andra nivå OctoClock modul amplifi es och distribuerar referens klocksignaler och utlösa signaler till åtta USRP-RIO enheter. Därför delar alla 128 antenner av 64 USRP-RIOs samma referensklockasignal och utlösningssignal, och alla radioenheter på BS kan starta datainsamling och generering synkront. När det gäller timing och synkronisering mellan BS och UE använder vi PSS som liknar LTE: UEs överför PSS till BS först. Efter att ha fått PSS utför BS en korskorrelation mellan det mottagna PSS och det lokala PSS. Därefter, toppindexet bland en 10 ms radioram hittas och överförs till 64 USRP-RIOs av den inbyggda styrenheten vid BS. Slutligen är alla radioenheter anpassade, och synkronisering mellan Kina Communications • December 2017 177 implementation för varje enskild användare finns i figur 4. Som kan observeras i figur 4, I användarsidan, är datagenerering / återställning implementeras i den inbyggda styrenheten eller datorn, och resten är programmerad i FPGA som ingår i USRP-RIOs. Experimenten utförs i en typisk inomhus kontorsmiljö 6, och utbyggnaden presenteras i figur 11. 128-elementet UPA med en höjd på 1,2 m är fast nära chassit, och de åtta hornantenner som är relaterade till åtta enkelantenner är placerade vid åtta line-ofsight 7 (LOS) punkter och markerade med 1, 2, 8... En serie experiment utförs i utplaceringen, inklusive MU massiv MIMO antenn m ref, och för denna referensantenn, ömsesidighetskoefficienter till (och från) alla andra basstation antenner beräknas. 3) Koefficienterna för varje antenn över alla underreden är genomsnittliga. 4) Alla ömsesidighetskoefficienter skickas till USRP-RIOs. Mätt med vårt prototypsystem tar den ovannämnda kalibreringsprocessen bara flera minuter att avsluta. Icke desto mindre, eftersom basstation antenner delar gemensamma referensur, dessa kalibreringskoefficienter är stabila under långa perioder, och därmed uppdaterar vi dessa koefficienter endast en gång per dag under initiering av BS. En 128-element enhetlig planar array (UPA) är utformad för att fungera som basstationen antenn array av vår massiva MIMO prototypsystem. Som visas i figur 16, Denna antenn array är konstruerad på en låg kostnad referens design, och alla element på antennen array är tryckta dipoler och monterade ovanför metalliska reflektorer. Driftbandet är 3,8-4.3 GHz och antennavståndet är 0,8λ @4.1 GHz både i horisontell och vertikal riktning. Den uppmätta prestandan för antennelementet visas i tabell 3. Dipolelementet mäts med hjälp av Agilents 8720ET vektornätverksanalysator och Microvågsvisions Starlab nära fältantennmätningssystemet. Som framgår av figur 11 och tabell 3 är dipolens stående vågkvot lägre än 1,4 från 3,8-4.3 GHz, och dipolen uppvisar ett stabilt enriktat, linjärt polariserat strålningsmönster inom sin impedansbandbredd. Halveffektstrålens bredd för E- och H-planet är 55° respektive 100°. Förhållandet mellan antennens fram- och baksida är högre än 22 dB, och den genomsnittliga ökningen i bandet är 7,7 dBi. 5) Användarutrustning: Fyra USRP-RIOs (dvs. NI 2943Rs) används i terminaländarna för att emulera åtta enstaka antennanvändare. För att förenkla maskinvaruimplementeringen av synkronisering mellan BS och UE delas en 10 MHz-referensklockasignal mellan de fyra USRP-RIOs. Detaljerna i hårdvaran Tabell III Mätt antennprestanda Stående vågförhållande (SWR) < 1.1 @ 3.9-4.1 GHz, < 1.4 @ 3.8-4.3 GHz och < 2 @ 3.5-4.5 GHz. China Communications • December 2017 178 Element isolering och den sista fungerar som data splitter i nedlänken. Fyra FPGA-samprocessorer införs för att förbättra beräkningskapaciteten, och varje FPGA-samprocessor ansvarar för basbandsbearbetningen (dvs. LS-kanaluppskattning, LMMSE-detektering och förkodning) av 5 MHz bandbredd från 128 antenner. Närmare uppgifter om överföringsförfarandet på länknivå i hårdvara ges enligt följande: Uplink Data Transmission Procedure. Som visas i figuren, för upplänken, RF-signaler förvärvade av 64 NI 2943Rs, dvs. 128 antenner, först gå igenom 128 RF-kedjor och utföra låg bullerförstärkning, ned konvertering, och analog-till-digital omvandling (ADC). Därefter, hög-hastighet prover (t.ex., kanalmätning, flera video streaming överföring i upplänken, och MU strålforming dataöverföring i nedlänken. Experimentella resultat illustreras i avsnitt V. Figur 13 visar systemblockdiagram relaterade till maskinvaruimplementering för både upplänk och nedlänk. För att förbättra systemets skalbarhet och uppfylla latens- och hårdvaruresurser är totalt åtta delsystem uppdelade i basstationen, vilket överensstämmer med figur 15. Varje delsystem innehåller åtta USRP-RIOs, där den första USRP-RIO (NI 2943R) fungerar som en datakombinator i upplänken, och ODM demodulation. Efter att ha tillämpat ömsesidighet kalibreringscoefficients över alla subcarriers, erhålls giltiga basbandsdata från 16 antenner i varje delsystem aggregeras och anpassas i sina datakombinatorer. Dessa justerade basbandsdata distribueras sedan till fyra FPGA-samprocessorer för LS-kanaluppskattning och QR-dekompositionsbaserad LMMSE-detektering genom switchar (dvs. PXIe-1085). Slutligen överförs dessa återvunna data till den inbyggda controllern av FPGA-medprocessorer för visning och vidare analys. I vårt prototypsystem är omvandlingsnoggrannheten för ADC 12 bitar. Tillgängliga data genomströmning per RF-kedja är Link-nivå överföringsförfarande i hårdvara Experimentresultat presenteras och diskuteras i detta avsnitt. Dessa resultat inkluderar MU massiv MIMO kanalmätning, flera videoströmmar överföring i upplänken, MU strålformande dataöverföring i nedlänken, och prestanda för den relativa ömsesidighet kalibreringsmetoden. a) MU Massiva MIMO-kanalmätningar. För att mäta MU massiv MIMO-kanal överförs frekvens ortogonala piloter till BS av 8 enstaka antennanvändare 9 samtidigt med frekvensresursen under kanalljudperioden, dvs. UL pilot OFDM-symbolen i ramstrukturen. Efter att ha tagit emot pilotsignaler uppskattar BS varje användares kanalmatriser med hjälp av LS-kanaluppskattning med förlagrade lokala pilotsekvenser som illustreras i avsnitt II. Därefter är de uppmätta kanalmatriser vidare bearbetas och analyseras för att få resultat, inklusive kanal tid-domän impulsrespons, kanal korrelationsmatris på BS-sidan, och kanal korrelation matriser på användarsidan, som presenteras i figur 14. De tid-domänimimpulssvaren på vänster sida av figur 14 visar att för User2, en Downlink Data Transmission Procedure. Processen för nedlänk dataöverföring är motsatsen till upplänk. För nedlänk överförs rådata bytes som genereras av den inbyggda styrenheten för flera användare först till fyra FPGA-medprocessorer. De förkodningsmatriser som används för downlink-stråleformning är förinställda under upplänkskanalljudning vid samma spår och lagras i minnena från de fyra FPGA-samprocessorerna. Varje FPGA-samprocessor ansvarar för förkodning av data för 5 MHz bandbredd på 128 antenner genom att använda matriser för förkodning som lagras ombord. Förkodningsalgoritmen är LMMSE förkodning. Därefter distribueras dessa förkodade data till åtta datadelare som motsvarar åtta delsystem genom strömbrytare. När varje datasplitter aggregerar sina 16 antenners hela banddata kommer dessa data att distribueras till åtta NI 2943Rs (dvs. 16 antenner) i det nuvarande delsystemet för ODM-modulering. Efter OFDM modulering, digital upp-ampling, frekvensskifte korrigering, och IQ obalanskorrigering i FPGA för varje NI 2943R, kommer de höga data bytes att överföras till varje RF-kedja för digital-till-analog konvertering och upp konvertering, och sedan slutligen överföras av antenner. 181 länk, QPSK modulation systemet används för sex av dessa enda antenn användare, och de andra två använder 16-QAM, som manifesterar en uppnådd topphastighet på 470.4 Mbps över 20 MHz bandbredd. Dessutom är den maximala spektraleffektivitet vi uppnått distinkt planar vågfront med en cirka 33 ns fördröjning spridning trots den lilla skillnaden mellan olika antenner. Den högra sidan av figur 14 visar att de genomsnittliga tids-domänimimpulssvaren från upplänkskanalen för åtta singelantennanvändare också uppvisar en ca 33 ns fördröjningsspridning. I kombination med provtagningsfrekvensen på 30,72 MS/s (dvs. 33 ns) för bandbredden på 20 MHz är kanalens frekvensselektivitet inte allvarlig vid den aktuella utbyggnaden. Dessutom verifierar den distinkta planar vågfronten på den högra sidan av figur 23 också att de åtta användarna är väl tidsjusterade i upplänken. Fikon. 15 och 16 visar kanalens korrelationsmatris. För kanal korrelationsmatrisen på BS-sidan koncentreras signalstyrkan inte på diagonallinjen utan på fyrkanternas kant. Detta resultat överensstämmer med geometrin i antennmatrisen (8 16 × UPA) som används i vårt prototypsystem. När det gäller UE, är signalstyrkan koncentrerad till diagonallinjen som förväntat, vilket indikerar att de enda antennanvändare är oberoende och miljön är rik utspridda. Fler kanalmätningsresultat kan hänvisas till i [32]. b) Massiv MIMO MU Uplink och Downlink Data Transmission. Enligt den konstruerade ramstrukturen i figur 2 utförs ett upplänks- och nedlänktest i realtid med bärfrekvensen konfigurerad som 4,1 GHz. Testresultaten visas i figur 16, där åtta enskilda användare överförde videoströmmar till BS med QPSK modulationsschemat. Basstationen återvann framgångsrikt de åtta videoströmmarna och visade dem i bildskärmen, som validerar 182 genom användning av 256-QAM och sex OFDM-symboler som används som upplänk dataöverföring per plats under tolv enda antennanvändare. Observera att den maximala spektraleffektiviteten fortfarande kan förbättras genom att öka de giltiga underreden från 2048 FFT storlek. Till exempel kan vi använda 1400 av 2048 subcarriers för att överföra data och därmed uppnå en maximal spektral effektivitet på 80,64 bit/s/Hz. c) Reciprocitetskalibrering. För att verifiera prestandan hos den relativa ömsesidighetskalibreringsmetoden utförde vi flera försök genom att ställa in olika antenner som referensantenn eller genom att säkerställa att UE fortsätter att överföra under kalibreringsprocessen. De resultat som visas i figur 19 antyder att när störningar (t.ex. UE:er sänder signaler) inträffar under kalibreringsprocessen eller den valda referensantennen ligger nära antennmatrisens kant (vilket leder till lågt SNR för antennerna på motsatt sida på grund av den stora arraystorleken), kommer de ömsesidiga kalibreringskoefficienterna att vara felaktiga och UE:er kan inte återställa de data de fått i nedlänken på grund av den stora störningen. Därför måste antennsystemets geometri beaktas. Dessutom, den vertikala axeln i figur Dessutom, med en konfigurerad 20 MHz bandbredd och 128 basstation antenner, datagenomströmningen i vårt implementerade prototypsystem uppnår 6,5 GByte / s, vilket avsevärt belyser den enorma realtid basband data bearbetning börda. I detta dokument presenterade vi utformningen och genomförandet av en TDD-baserad 128-antenna massiv MIMO prototypsystem från teori till verklighet. Den analytiska signalmodellen och simuleringen på länknivå avseende ett praktiskt massivt MIMO-system har upprättats. Både upplänk videoöverföring och nedlänk LMMSE strålformning har också realiserats. Den maximala spektraleffektiviteten vi uppnådde är 69.12 bit/s/Hz. Vi studerade också kalibreringsalgoritm för ömsesidighet i vårt praktiska TDD-baserade massiva MIMO-system. Jämförelser med de senaste prototypsystemen visade fördelarna med inte bara detta system utan även den föreslagna designmetoden, som kan användas ytterligare för att utforma mer omfattande och praktiska system. Med framgång ger vårt TDD-baserade 128-antenna massiva MIMO-prototypsystem en tillräcklig men skalbar referensdesign för forskning om massiva MIMO-system. Framtida arbete kommer att inriktas mot att introducera en LMMSE kanalskattare och avancerad detektor i vårt system. Andra basbandsbearbetningsmetoder som polarkodning och avancerad beräkningsarkitektur [33] kommer också att beaktas inom en nära framtid. Tabell 4............................................................................................... Med tanke på uppgiften att routa delband 128-antenndata och utföra LS-kanaluppskattning, LMMSE-detektering och LMMSE-förkodning, används mer än hälften av hårdvaruresurserna i FPGA för underbandsprocessorer. Till exempel är förhållandet mellan den använda DSP48E 72,9%, vilket främst är ett resultat av pseudo-invers beräkning av 128 12 × matrisen. Den betydande användningen av hårdvaruresurser hindrar kraftigt införandet av felkorrigeringskoder, såsom turbo- eller polarkoder. Därför bör avancerade detektorer, som fullt ut utnyttjar massiva MIMO-systemegenskaper med mindre realiserings komplexitet, införas, t.ex. på varandra följande över relaxeringsbaserade detektorer. En robust kanalskattare, t.ex. LMMSE kanal estimator, måste också anses för att förvärva mer exakt kanal tillstånd information. När det gäller resursutnyttjande i datadelare och datakombinerare används de flesta RAM-minnen, men det finns fortfarande många oanvända resurser, såsom LUT och DSP48E. Dessa resurser är tillräckliga för införandet av ny teknik för radiogränssnitt, t.ex. filterbank multi-carrier, som också beaktas i vårt framtida arbete. I tabell 5 presenteras en jämförelse av genomförandet mellan befintliga massiva MIMO-prototyper. Jämfört med Argos och OAI-testbädden drivs vårt system, LuMaMi och ARIES, alla med 2048 FFT-storlek och 20 MHz bandbredd. Dessutom, för vårt system, LuMaMi, och ARIES, vändningstiden mellan 184 rank kanal uppskattning för massiva MIMO-system, '' IEEE Access, vol. 4 s. I enlighet med artikel 2 i förordning (EU) nr 1307/2013 och artikel 4 i förordning (EU) nr 1307/2013 ska kommissionen, i enlighet med artikel 4 i förordning (EU) nr 1307/2013, anta delegerade akter i enlighet med artikel 4 i förordning (EU) nr 1307/2013, i enlighet med artikel 4 i förordning (EU) nr 1307/2013, om komplettering av Europaparlamentets och rådets förordning (EU) nr 1305/2013 och om upphävande av förordningarna (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EU) nr 1307/2013, (EUT L 130, s. [12] C.-K. Wen, C.-J. Wang, S. Jin, K.-K. Wong, och P. Ting, "Bayes-optimal gemensam kanal-och-datauppskattning för massiv MIMO med låg precision ADC," IEEE Trans. Signalprocessen. vol. - Nej, det gör jag inte. - Nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej, nej. 10, s. 2514-2556, maj. 2016 H. Xie, F. Gao, S. Zhang, och S. Jin, "En enhetlig överföringsstrategi för TDD/FDD massiva MIMO-system med rumslig basexpansionsmodell," IEEE Trans. Vet du vad? Teknol, vol. - Nej, det gör jag inte. 4 s. Kommissionens genomförandeförordning (EU) nr 668/2014 av den 13 juni 2014 om tillämpningsföreskrifter för Europaparlamentets och rådets förordning (EU) nr 1151/2012 om kvalitetsordningar för jordbruksprodukter och livsmedel (EUT L 179, 19.6.2014, s. 2017 Wenjun Lu (M'12), föddes i n J i a n g m e n, G u a g d o n g Province, Kina, 1978 Hongbo Zhu, föddes i Yangzhou, Jiangsu, Kina, 1956. Han är för närvarande chef för det kinesiska institutet för elektronik och chef för Jiangsu Key Laboratory of Wireless Communications, NUPT. Han har författat och samförfattat mer än 100 tidskriftspapper och mer än 60 patent på uppfinningar. Under de senaste fem åren har han genomfört mer än 30 projekt på nationell, provinsiell och ministernivå. Hans forskningsintressen inkluderar trådlös kommunikation, sakernas internet (IoT) och EMC.
Artikeln i REF fokuserade på två koncept, en analytisk signalmodell och en länknivåsimulering som överensstämmer med praktiska TDD-baserade massiva MIMO-system.
Design and implementation of a tdd-based 128-antenna massive MIMO prototype system
{'venue': 'China Communications', 'journal': 'China Communications', 'mag_field_of_study': ['Computer Science', 'Mathematics']}